Un amplificador operacional (a menudo amplificador operacional u opamp ) es un amplificador de voltaje electrónico acoplado a CC con una entrada diferencial , una salida (generalmente) de un solo extremo , [1] y una ganancia extremadamente alta . Su nombre proviene de su uso original de realizar operaciones matemáticas en computadoras analógicas .
Al utilizar retroalimentación negativa , las características de un circuito de amplificador operacional (por ejemplo, su ganancia, impedancia de entrada y salida , ancho de banda y funcionalidad) pueden ser determinadas por componentes externos y tienen poca dependencia de los coeficientes de temperatura o la tolerancia de ingeniería en el propio amplificador operacional. Esta flexibilidad ha convertido al amplificador operacional en un componente básico popular en los circuitos analógicos .
Hoy en día, los amplificadores operacionales se utilizan ampliamente en la electrónica de consumo, industrial y científica. Muchos amplificadores operacionales de circuitos integrados estándar cuestan sólo unos pocos centavos; sin embargo, algunos amplificadores operacionales integrados o híbridos con especificaciones de rendimiento especiales pueden costar más de 100 dólares estadounidenses . [2] Los amplificadores operacionales pueden empaquetarse como componentes o usarse como elementos de circuitos integrados más complejos .
El amplificador operacional es un tipo de amplificador diferencial . Otros tipos de amplificadores diferenciales incluyen el amplificador totalmente diferencial (un amplificador operacional con una salida diferencial en lugar de una de un solo extremo), el amplificador de instrumentación (generalmente construido a partir de tres amplificadores operacionales), el amplificador de aislamiento (con aislamiento galvánico entre la entrada y la salida) y Amplificador de retroalimentación negativa (generalmente construido a partir de uno o más amplificadores operacionales y una red de retroalimentación resistiva).
Las entradas diferenciales del amplificador constan de una entrada no inversora (+) con voltaje V + y una entrada inversora (-) con voltaje V − ; Lo ideal es que el amplificador operacional amplifique solo la diferencia de voltaje entre los dos, lo que se denomina voltaje de entrada diferencial . El voltaje de salida del amplificador operacional V out viene dado por la ecuación
donde A OL es la ganancia de bucle abierto del amplificador (el término "bucle abierto" se refiere a la ausencia de un bucle de retroalimentación externo desde la salida a la entrada).
La magnitud de AOL suele ser muy grande (100.000 o más para amplificadores operacionales de circuitos integrados, correspondiente a +100 dB ). Por lo tanto, incluso pequeños microvoltios de diferencia entre V + y V - pueden hacer que el amplificador entre en saturación o saturación . La magnitud de AOL no está bien controlada por el proceso de fabricación, por lo que no es práctico utilizar un amplificador de bucle abierto como amplificador diferencial independiente .
Sin retroalimentación negativa y, opcionalmente, retroalimentación positiva para la regeneración , un amplificador operacional de bucle abierto actúa como comparador , aunque los circuitos integrados comparadores son más adecuados. [3] Si la entrada inversora se mantiene a tierra (0 V) y el voltaje de entrada V aplicado a la entrada no inversora es positivo, la salida será máxima positiva; Si V in es negativo, la salida será máximamente negativa.
Si se desea un funcionamiento predecible, se utiliza retroalimentación negativa, aplicando una porción del voltaje de salida a la entrada inversora. La retroalimentación de circuito cerrado reduce en gran medida la ganancia del circuito. Cuando se utiliza retroalimentación negativa, la ganancia y respuesta generales del circuito están determinadas principalmente por la red de retroalimentación, en lugar de por las características del amplificador operacional. Si la red de retroalimentación está hecha de componentes con valores pequeños en relación con la impedancia de entrada del amplificador operacional, el valor de la respuesta de bucle abierto AOL del amplificador operacional no afecta seriamente el rendimiento del circuito. En este contexto, la alta impedancia de entrada en los terminales de entrada y la baja impedancia de salida en los terminales de salida son características particularmente útiles de un amplificador operacional.
La respuesta del circuito del amplificador operacional con sus circuitos de entrada, salida y retroalimentación a una entrada se caracteriza matemáticamente por una función de transferencia ; diseñar un circuito de amplificador operacional para que tenga una función de transferencia deseada está en el ámbito de la ingeniería eléctrica . Las funciones de transferencia son importantes en la mayoría de las aplicaciones de los amplificadores operacionales, como en las computadoras analógicas .
En el amplificador no inversor de la derecha, la presencia de retroalimentación negativa a través del divisor de voltaje R f , R g determina la ganancia de bucle cerrado A CL = V out / V in . El equilibrio se establecerá cuando V out sea suficiente para llevar la entrada inversora al mismo voltaje que V in . La ganancia de voltaje de todo el circuito es, por tanto, 1 + R f / R g . Como ejemplo simple, si V in = 1 V y R f = R g , V out será 2 V, exactamente la cantidad requerida para mantener V − en 1 V. Debido a la retroalimentación proporcionada por la red R f , R g , este es un circuito de circuito cerrado .
Otra forma de analizar este circuito consiste en hacer las siguientes suposiciones (normalmente válidas): [4]
La señal de entrada V in aparece en los pines (+) y (-) según el supuesto 1, lo que da como resultado una corriente i a través de R g igual a V in / R g :
Dado que la ley actual de Kirchhoff establece que la misma corriente debe salir de un nodo cuando entra en él, y dado que la impedancia en el pin (-) es casi infinita según el supuesto 2, podemos suponer que prácticamente toda la misma corriente i fluye a través de R f , creando un voltaje de salida
Combinando términos, determinamos la ganancia en circuito cerrado A CL :
Generalmente se considera que un amplificador operacional ideal tiene las siguientes características: [5] [6] [7]
Estos ideales se pueden resumir en dos reglas de oro :
La primera regla solo se aplica en el caso habitual en el que el amplificador operacional se utiliza en un diseño de circuito cerrado (retroalimentación negativa, donde hay una ruta de señal de algún tipo que se retroalimenta desde la salida a la entrada inversora). Estas reglas se utilizan comúnmente como una buena primera aproximación para analizar o diseñar circuitos de amplificadores operacionales. [8] : 177
Ninguno de estos ideales puede realizarse perfectamente. Un amplificador operacional real se puede modelar con parámetros no infinitos o distintos de cero utilizando resistencias y condensadores equivalentes en el modelo de amplificador operacional. Luego, el diseñador puede incluir estos efectos en el rendimiento general del circuito final. Algunos parámetros pueden tener un efecto insignificante en el diseño final, mientras que otros representan limitaciones reales del rendimiento final.
Los amplificadores operacionales reales se diferencian del modelo ideal en varios aspectos.
Los amplificadores operacionales típicos de uso general y bajo costo exhiben un GBWP de unos pocos megahercios. Existen amplificadores operacionales especializados y de alta velocidad que pueden alcanzar un GBWP de cientos de megahercios. Para circuitos de muy alta frecuencia, a menudo se utiliza un amplificador operacional con retroalimentación de corriente .
Los amplificadores operacionales FET o MOSFET integrados modernos se aproximan más al amplificador operacional ideal que los circuitos integrados bipolares en lo que respecta a la impedancia de entrada y las corrientes de polarización de entrada. Los bipolares son generalmente mejores cuando se trata de compensación de voltaje de entrada y, a menudo, tienen menos ruido. Generalmente, a temperatura ambiente, con una señal bastante grande y un ancho de banda limitado, los amplificadores operacionales FET y MOSFET ahora ofrecen un mejor rendimiento.
Procedente de muchos fabricantes, y en múltiples productos similares, un ejemplo de amplificador operacional de transistor bipolar es el circuito integrado 741 diseñado en 1968 por David Fullagar en Fairchild Semiconductor a partir del diseño del circuito integrado LM301 de Bob Widlar . [13] En esta discusión, utilizamos los parámetros del modelo híbrido-pi para caracterizar las características del emisor conectado a tierra de pequeña señal de un transistor. En este modelo, la ganancia actual de un transistor se denota como hfe , más comúnmente llamada β. [14]
Un circuito integrado de pequeña escala , el amplificador operacional 741 comparte con la mayoría de los amplificadores operacionales una estructura interna que consta de tres etapas de ganancia: [15]
Además, contiene un circuito de polarización de espejo de corriente (delineado en rojo) y un condensador de compensación (30 pF).
La etapa de entrada consta de un amplificador diferencial en cascada (delineado en azul oscuro) seguido de una carga activa de espejo de corriente . Esto constituye un amplificador de transconductancia , que convierte una señal de voltaje diferencial en las bases de Q1, Q2 en una señal de corriente en la base de Q15.
Se trata de dos pares de transistores en cascada, que satisfacen requisitos contradictorios. La primera etapa consta del par seguidor de emisor NPN Q1, Q2 adaptado que proporciona una alta impedancia de entrada. El segundo es el par de bases comunes PNP Q3, Q4 que elimina el indeseable efecto Miller ; impulsa una carga activa Q7 más el par coincidente Q5, Q6.
Esa carga activa se implementa como un espejo de corriente Wilson modificado ; su función es convertir la señal de corriente de entrada (diferencial) en una señal de un solo extremo sin las consiguientes pérdidas del 50% (aumentando la ganancia de bucle abierto del amplificador operacional en 3 dB). [nb 6] Por lo tanto, una corriente diferencial de pequeña señal en Q3 versus Q4 aparece sumada (doblada) en la base de Q15, la entrada de la etapa de ganancia de voltaje.
La etapa de ganancia de voltaje (clase A) (resaltada en magenta ) consta de dos transistores NPN Q15 y Q19 conectados en una configuración Darlington y utiliza el lado de salida del espejo de corriente formado por Q12 y Q13 como carga del colector (dinámico) para lograr su ganancia de alto voltaje. El transistor sumidero de salida Q20 recibe su excitación base de los colectores comunes de Q15 y Q19; el cambiador de nivel Q16 proporciona accionamiento base para el transistor fuente de salida Q14. El transistor Q22 evita que esta etapa entregue corriente excesiva a Q20 y, por lo tanto, limita la corriente sumidero de salida.
La etapa de salida (Q14, Q20, resaltada en cian) es un amplificador Clase AB . Proporciona un controlador de salida con una impedancia de ~50 Ω, en esencia, ganancia de corriente. El transistor Q16 (delineado en verde) proporciona la corriente de reposo para los transistores de salida y Q17 limita la corriente de la fuente de salida.
Los circuitos de polarización proporcionan una corriente de reposo adecuada para cada etapa del amplificador operacional.
La resistencia (39 kΩ) que conecta Q11 y Q12 (conectados por diodos), y el voltaje de suministro dado ( V S + − V S − ), determinan la corriente en los espejos de corriente (pares coincidentes) Q10/Q11 y Q12/. P13. La corriente del colector de Q11, i 11 × 39 kΩ = V S + − V S − − 2 V BE . Para el V S típico = ±20 V, la corriente estacionaria en Q11 y Q12 (así como en Q13) sería ~1 mA. Una corriente de suministro para un 741 típico de aproximadamente 2 mA concuerda con la idea de que estas dos corrientes de polarización dominan la corriente de suministro en reposo. [dieciséis]
Los transistores Q11 y Q10 forman un espejo de corriente Widlar , con corriente de reposo en Q10 i 10 tal que ln( i 11 / i 10 ) = i 10 × 5 kΩ / 28 mV, donde 5 kΩ representa la resistencia del emisor de Q10 y 28 mV es V T , el voltaje térmico a temperatura ambiente. En este caso i 10 ≈ 20 μA.
El circuito de polarización de esta etapa se establece mediante un circuito de retroalimentación que obliga a las corrientes del colector de Q10 y Q9 a (casi) coincidir. Cualquier pequeña diferencia en estas corrientes impulsa la base común de Q3 y Q4. [nb 7] Las corrientes de reposo sumadas a través de Q1 y Q3 más Q2 y Q4 se reflejan de Q8 a Q9, donde se suman con la corriente del colector en Q10, y el resultado se aplica a las bases de Q3 y Q4.
Las corrientes de reposo a través de Q1 y Q3 (también Q2 y Q4) i 1 serán, por lo tanto, la mitad de i 10 , del orden ~10 μA. La corriente de polarización de entrada para la base de Q1 (también Q2) ascenderá a i 1 / β; típicamente ~50 nA, [16] lo que implica una ganancia de corriente h fe ≈ 200 para Q1 (también Q2).
Este circuito de retroalimentación tiende a llevar el nodo base común de Q3/Q4 a un voltaje V com − 2 V BE , donde V com es el voltaje de modo común de entrada. Al mismo tiempo, la magnitud de la corriente de reposo es relativamente insensible a las características de los componentes Q1- Q4 , como hfe , que de otro modo causarían dependencia de la temperatura o variaciones de una parte a otra.
El transistor Q7 conduce a Q5 y Q6 hasta que sus corrientes de colector (iguales) coincidan con las de Q1/Q3 y Q2/Q4. La corriente de reposo en Q7 es V BE / 50 kΩ, aproximadamente 35 μA, al igual que la corriente de reposo en Q15, con su punto de funcionamiento correspondiente. Por lo tanto, las corrientes de reposo se emparejan por pares en Q1/Q2, Q3/Q4, Q5/Q6 y Q7/Q15.
Las corrientes de reposo en Q16 y Q19 las establece el espejo actual Q12/Q13, que funciona a ~1 mA. La corriente del colector en Q19 rastrea esa corriente permanente. [ Se necesita más explicación ]
En el circuito que involucra a Q16 (también llamado diodo de caucho o multiplicador V BE ), la resistencia de 4,5 kΩ debe conducir aproximadamente 100 μA, con Q16 V BE aproximadamente 700 mV. Entonces V CB debe ser de aproximadamente 0,45 V y V CE de aproximadamente 1,0 V. Debido a que el colector Q16 es impulsado por una fuente de corriente y el emisor Q16 ingresa al sumidero de corriente del colector Q19, el transistor Q16 establece una diferencia de voltaje entre la base Q14 y la base Q20 de ~1 V, independientemente del voltaje de modo común de las bases Q14/Q20. La corriente estacionaria en Q14/Q20 será un factor exp(100 mV mm/ V T ) ≈ 36 menor que la corriente de reposo de 1 mA en la porción de clase A del amplificador operacional. Esta (pequeña) corriente estacionaria en los transistores de salida establece la etapa de salida en funcionamiento de clase AB y reduce la distorsión cruzada de esta etapa.
Una pequeña señal de voltaje de entrada diferencial da lugar, a través de múltiples etapas de amplificación de corriente, a una señal de voltaje mucho mayor en la salida.
La etapa de entrada con Q1 y Q3 es similar a un par de emisor acoplado (par de cola larga), con Q2 y Q4 añadiendo algo de impedancia degenerativa. La impedancia de entrada es relativamente alta debido a la pequeña corriente que pasa por Q1-Q4. Un amplificador operacional 741 típico tiene una impedancia de entrada diferencial de aproximadamente 2 MΩ. [16] La impedancia de entrada en modo común es aún mayor, ya que la etapa de entrada funciona con una corriente esencialmente constante.
Un voltaje diferencial V in en las entradas del amplificador operacional (pines 3 y 2, respectivamente) da lugar a una pequeña corriente diferencial en las bases de Q1 y Q2 i in ≈ V in / (2 h ie h fe ). Esta corriente de base diferencial provoca un cambio en la corriente diferencial del colector en cada tramo de i en h fe . Introduciendo la transconductancia de Q1, g m = h fe / h es decir , la corriente (de señal pequeña) en la base de Q15 (la entrada de la etapa de ganancia de voltaje) es V en g m / 2.
Esta parte del amplificador operacional cambia inteligentemente una señal diferencial en las entradas del amplificador operacional a una señal de un solo extremo en la base de Q15, y de una manera que evita desperdiciar la señal en cualquiera de los tramos. Para ver cómo, observe que un pequeño cambio negativo en el voltaje en la entrada inversora (base Q2) lo saca de la conducción, y esta disminución incremental en la corriente pasa directamente del colector Q4 a su emisor, lo que resulta en una disminución en el impulso base para Q15. . Por otro lado, un pequeño cambio positivo en el voltaje en la entrada no inversora (base Q1) hace que este transistor entre en conducción, lo que se refleja en un aumento en la corriente en el colector de Q3. Esta corriente impulsa a Q7 aún más hacia la conducción, lo que activa el espejo actual Q5/Q6. Por tanto, el aumento de la corriente del emisor Q3 se refleja en un aumento de la corriente del colector Q6; el aumento de las corrientes del colector se desvía más del nodo del colector y da como resultado una disminución en la corriente de accionamiento base para Q15. Además de evitar desperdiciar 3 dB de ganancia aquí, esta técnica disminuye la ganancia en modo común y la transmisión del ruido de la fuente de alimentación.
Una señal de corriente i en la base de Q15 da lugar a una corriente en Q19 de orden i β 2 (el producto de la h fe de cada uno de Q15 y Q19, que están conectados en un par Darlington ). Esta señal de corriente desarrolla un voltaje en las bases de los transistores de salida Q14 y Q20 proporcional a la h ie del transistor respectivo.
Los transistores de salida Q14 y Q20 están configurados cada uno como seguidor de emisor, por lo que no se produce ninguna ganancia de voltaje allí; en cambio, esta etapa proporciona una ganancia de corriente, igual a la h fe de Q14 y Q20.
La ganancia actual reduce la impedancia de salida y, aunque la impedancia de salida no es cero, como sería en un amplificador operacional ideal, con retroalimentación negativa se acerca a cero en frecuencias bajas.
La ganancia neta de voltaje de señal pequeña en bucle abierto del amplificador operacional está determinada por el producto de la ganancia de corriente h fe de unos 4 transistores. En la práctica, la ganancia de voltaje para un amplificador operacional típico estilo 741 es del orden de 200 000, [16] y la ganancia de corriente, la relación entre la impedancia de entrada (~2−6 MΩ) y la impedancia de salida (~50 Ω), proporciona aún más. ganancia (de poder).
El amplificador operacional ideal tiene una relación de rechazo de modo común infinita o ganancia de modo común cero.
En el circuito actual, si los voltajes de entrada cambian en la misma dirección, la retroalimentación negativa hace que el voltaje base Q3/Q4 siga (con 2 V BE por debajo) las variaciones del voltaje de entrada. Ahora la parte de salida (Q10) del espejo de corriente Q10-Q11 mantiene constante la corriente común a través de Q9/Q8 a pesar de la variación del voltaje. Las corrientes del colector Q3/Q4 y, en consecuencia, la corriente de salida en la base de Q15, permanecen sin cambios.
En el amplificador operacional 741 típico, la relación de rechazo en modo común es de 90 dB, [16] lo que implica una ganancia de voltaje en modo común en bucle abierto de aproximadamente 6.
La innovación del Fairchild μA741 fue la introducción de compensación de frecuencia a través de un condensador en chip (monolítico), simplificando la aplicación del amplificador operacional al eliminar la necesidad de componentes externos para esta función. El condensador de 30 pF estabiliza el amplificador mediante compensación de Miller y funciona de manera similar a un circuito integrador de amplificador operacional . También conocida como compensación de polo dominante porque introduce un polo que enmascara (domina) los efectos de otros polos en la respuesta de frecuencia de bucle abierto; en un amplificador operacional 741, este polo puede ser tan bajo como 10 Hz (donde causa una pérdida de -3 dB de ganancia de voltaje de bucle abierto).
Esta compensación interna se proporciona para lograr una estabilidad incondicional del amplificador en configuraciones de retroalimentación negativa donde la red de retroalimentación no es reactiva y la ganancia del bucle es la unidad o superior. Por el contrario, los amplificadores que requieren compensación externa, como el μA748, pueden requerir compensación externa o ganancias de bucle cerrado significativamente superiores a la unidad.
Los pines nulos desplazados se pueden usar para colocar resistencias externas (generalmente en forma de los dos extremos de un potenciómetro, con el control deslizante conectado a V S – ) en paralelo con las resistencias del emisor de Q5 y Q6, para ajustar el equilibrio del Espejo actual Q5/Q6. El potenciómetro se ajusta de manera que la salida sea nula (rango medio) cuando las entradas están en cortocircuito.
Los transistores Q3, Q4 ayudan a aumentar la clasificación V BE inversa; Las uniones base-emisor de los transistores NPN Q1 y Q2 se rompen a aproximadamente 7 V, pero los transistores PNP Q3 y Q4 tienen voltajes de ruptura VBE de alrededor de 50 V. [17]
Las variaciones en la corriente de reposo con la temperatura o debido a variaciones de fabricación son comunes, por lo que la distorsión cruzada puede estar sujeta a variaciones significativas.
El rango de salida del amplificador es aproximadamente un voltio menor que el voltaje de suministro, debido en parte al VBE de los transistores de salida Q14 y Q20.
ElLa resistencia de 25 Ω en el emisor Q14, junto con Q17, limita la corriente de Q14 a aproximadamente25 mA ; de lo contrario, Q17 no conduce corriente. La limitación de corriente para Q20 se realiza en la etapa de ganancia de voltaje: Q22 detecta el voltaje a través de la resistencia del emisor de Q19 (50 Ω ); al encenderse disminuye la corriente del variador a base Q15. Las versiones posteriores de este esquema de amplificador pueden mostrar un método algo diferente de limitación de corriente de salida.
Si bien el 741 se usó históricamente en audio y otros equipos sensibles, ese uso ahora es raro debido al rendimiento de ruido mejorado de los amplificadores operacionales más modernos. Además de generar un silbido notable, los 741 y otros amplificadores operacionales más antiguos pueden tener índices de rechazo de modo común deficientes y, por lo tanto, a menudo introducirán zumbidos de red transmitidos por cables y otras interferencias de modo común, como clics de interruptores , en equipos sensibles.
El 741 a menudo se refiere a un circuito integrado de amplificador operacional genérico (como μA741, LM301, 558, LM324, TBA221, o un reemplazo más moderno como el TL071). La descripción de la etapa de salida del 741 es cualitativamente similar para muchos otros diseños (que pueden tener etapas de entrada bastante diferentes), excepto:
Los amplificadores operacionales pueden clasificarse por su construcción:
Los amplificadores operacionales IC se pueden clasificar de muchas maneras, que incluyen:
El uso de amplificadores operacionales como bloques de circuitos es mucho más fácil y claro que especificar todos sus elementos de circuito individuales (transistores, resistencias, etc.), ya sea que los amplificadores utilizados sean circuitos integrados o discretos. En una primera aproximación, los amplificadores operacionales se pueden utilizar como si fueran bloques de ganancia diferencial ideales; en una etapa posterior se pueden poner límites al rango aceptable de parámetros para cada amplificador operacional.
El diseño de circuitos sigue las mismas líneas para todos los circuitos electrónicos. Se elabora una especificación que rige lo que debe hacer el circuito, con límites permitidos. Por ejemplo, es posible que se requiera que la ganancia sea 100 veces, con una tolerancia del 5% pero una deriva de menos del 1% en un rango de temperatura específico; la impedancia de entrada no inferior a un megaohmio; etc.
Se diseña un circuito básico , a menudo con la ayuda de modelado de circuitos (en una computadora). Luego se eligen amplificadores operacionales y otros componentes específicos disponibles comercialmente que cumplan con los criterios de diseño dentro de las tolerancias especificadas a un costo aceptable. Si no se pueden cumplir todos los criterios, es posible que sea necesario modificar la especificación.
Luego se construye y prueba un prototipo; Se pueden realizar cambios para cumplir o mejorar las especificaciones, alterar la funcionalidad o reducir el costo.
Es decir, el amplificador operacional se utiliza como comparador de voltaje . Tenga en cuenta que un dispositivo diseñado principalmente como comparador puede ser mejor si, por ejemplo, la velocidad es importante o se puede encontrar una amplia gama de voltajes de entrada, ya que dichos dispositivos pueden recuperarse rápidamente de estados completamente encendidos o apagados ("saturados").
Se puede obtener un detector de nivel de voltaje si se aplica un voltaje de referencia V ref a una de las entradas del amplificador operacional. Esto significa que el amplificador operacional está configurado como comparador para detectar un voltaje positivo. Si el voltaje a detectar, Ei , se aplica a la entrada (+) del amplificador operacional, el resultado es un detector de nivel positivo no inversor: cuando Ei está por encima de V ref , VO es igual a + V sat ; cuando E i está por debajo de V ref , VO es igual a - V sat . Si E i se aplica a la entrada inversora, el circuito es un detector inversor de nivel positivo: cuando E i está por encima de V ref , VO es igual a - V sat .
Un detector de nivel de voltaje cero ( E i = 0) puede convertir, por ejemplo, la salida de una onda sinusoidal de un generador de funciones en una onda cuadrada de frecuencia variable. Si E i es una onda sinusoidal, una onda triangular o una onda de cualquier otra forma que sea simétrica alrededor del cero, la salida del detector de cruce por cero será cuadrada. La detección de cruce por cero también puede ser útil para activar los TRIAC en el mejor momento para reducir la interferencia de la red y los picos de corriente.
Otra configuración típica de amplificadores operacionales es con retroalimentación positiva, que lleva una fracción de la señal de salida a la entrada no inversora. Una aplicación importante del mismo es el comparador con histéresis, el disparador Schmitt . Algunos circuitos pueden utilizar retroalimentación positiva y negativa alrededor del mismo amplificador, por ejemplo, osciladores de onda triangular y filtros activos .
Debido al amplio rango de giro y a la falta de retroalimentación positiva, la respuesta de todos los detectores de nivel de bucle abierto descritos anteriormente será relativamente lenta. Se puede aplicar retroalimentación positiva general externa, pero (a diferencia de la retroalimentación positiva interna que se puede aplicar en las últimas etapas de un comparador diseñado específicamente) esto afecta notablemente la precisión del punto de detección de cruce por cero. Utilizando un amplificador operacional de uso general, por ejemplo, la frecuencia de E i para el convertidor de onda sinusoidal a cuadrada probablemente debería estar por debajo de 100 Hz. [ cita necesaria ]
En un amplificador no inversor, el voltaje de salida cambia en la misma dirección que el voltaje de entrada.
La ecuación de ganancia para el amplificador operacional es
Sin embargo, en este circuito V − es función de V out debido a la retroalimentación negativa a través de la red R 1 R 2 . R 1 y R 2 forman un divisor de voltaje y como V − es una entrada de alta impedancia, no la carga de manera apreciable. Como consecuencia
dónde
Sustituyendo esto en la ecuación de ganancia, obtenemos
Resolviendo para :
Si es muy grande, esto se simplifica a
La entrada no inversora del amplificador operacional necesita una ruta de CC a tierra; Si la fuente de señal no suministra una ruta de CC, o si esa fuente requiere una impedancia de carga determinada, entonces el circuito requerirá otra resistencia desde la entrada no inversora a tierra. Cuando las corrientes de polarización de entrada del amplificador operacional son significativas, entonces las resistencias de la fuente de CC que impulsan las entradas deben estar equilibradas. [18] El valor ideal para las resistencias de retroalimentación (para dar un voltaje de compensación mínimo) será tal que las dos resistencias en paralelo igualen aproximadamente la resistencia a tierra en el pin de entrada no inversor. Ese valor ideal supone que las corrientes de polarización coinciden bien, lo que puede no ser cierto para todos los amplificadores operacionales. [19]
En un amplificador inversor, el voltaje de salida cambia en dirección opuesta al voltaje de entrada.
Al igual que con el amplificador no inversor, comenzamos con la ecuación de ganancia del amplificador operacional:
Esta vez, V − es una función tanto de V out como de V in debido al divisor de voltaje formado por R f y R in . Nuevamente, la entrada del amplificador operacional no aplica una carga apreciable, por lo que
Sustituyendo esto en la ecuación de ganancia y resolviendo :
Si es muy grande, esto se simplifica a
A menudo se inserta una resistencia entre la entrada no inversora y tierra (para que ambas entradas "ven" resistencias similares), lo que reduce el voltaje de compensación de entrada debido a diferentes caídas de voltaje debido a la corriente de polarización y puede reducir la distorsión en algunos amplificadores operacionales.
Se puede insertar un condensador de bloqueo de CC en serie con la resistencia de entrada cuando no se necesita una respuesta de frecuencia de CC y no se desea ningún voltaje de CC en la entrada. Es decir, el componente capacitivo de la impedancia de entrada inserta un cero de CC y un polo de baja frecuencia que le da al circuito una característica de paso de banda o de paso alto .
Los potenciales en las entradas del amplificador operacional permanecen prácticamente constantes (cerca de tierra) en la configuración inversora. El potencial operativo constante generalmente da como resultado niveles de distorsión más bajos que los que se pueden lograr con la topología no inversora.
La mayoría de los amplificadores operacionales simples, duales y cuádruples disponibles tienen una distribución de pines estandarizada que permite sustituir un tipo por otro sin cambios de cableado. Se puede elegir un amplificador operacional específico por su ganancia de bucle abierto, ancho de banda, rendimiento de ruido, impedancia de entrada, consumo de energía o un compromiso entre cualquiera de estos factores.
1941: Un amplificador operacional de válvulas de vacío. Un amplificador operacional, definido como un amplificador de retroalimentación inversora, de alta ganancia, acoplado en CC y de uso general , se encuentra por primera vez en la patente estadounidense 2.401.779 "Amplificador sumador" presentada por Karl D. Swartzel Jr. de Bell Labs en 1941. Este diseño utilizó tres tubos de vacío para lograr una ganancia de 90 dB y operaron en rieles de voltaje de ±350 V. Tenía una única entrada inversora en lugar de entradas diferenciales inversoras y no inversoras, como son comunes en los amplificadores operacionales actuales. A lo largo de la Segunda Guerra Mundial , el diseño de Swartzel demostró su valor al ser utilizado generosamente en el director de artillería M9 diseñado en los Laboratorios Bell. Este director de artillería trabajó con el sistema de radar SCR584 para lograr tasas de acierto extraordinarias (cerca del 90%) que de otro modo no habrían sido posibles. [20]
1947: Un amplificador operacional con una entrada explícita no inversora. En 1947, el amplificador operacional fue definido y nombrado formalmente por primera vez en un artículo [21] de John R. Ragazzini de la Universidad de Columbia. En este mismo artículo, una nota a pie de página mencionaba un diseño de amplificador operacional realizado por un estudiante que resultaría bastante significativo. Este amplificador operacional, diseñado por Loebe Julie , era superior en varios sentidos. Tenía dos innovaciones importantes. Su etapa de entrada utilizaba un par de triodos de cola larga con cargas adaptadas para reducir la deriva en la salida y, mucho más importante, fue el primer diseño de amplificador operacional que tenía dos entradas (una invertida y la otra no invertida). La entrada diferencial hizo posible toda una gama de nuevas funciones, pero no se utilizaría durante mucho tiempo debido al auge del amplificador estabilizado por chopper. [20]
1949: Un amplificador operacional estabilizado por helicóptero. En 1949, Edwin A. Goldberg diseñó un amplificador operacional estabilizado por helicóptero . [22] Esta configuración utiliza un amplificador operacional normal con un amplificador de CA adicional que va junto al amplificador operacional. El helicóptero recibe una señal de CA de CC al cambiar entre el voltaje de CC y tierra a una velocidad rápida (60 Hz o 400 Hz). Luego, esta señal se amplifica, rectifica, filtra y envía a la entrada no inversora del amplificador operacional. Esto mejoró enormemente la ganancia del amplificador operacional y al mismo tiempo redujo significativamente la deriva de salida y la compensación de CC. Desafortunadamente, cualquier diseño que usara un helicóptero no podría usar su entrada no inversora para ningún otro propósito. Sin embargo, las características muy mejoradas del amplificador operacional estabilizado por helicóptero lo convirtieron en la forma dominante de utilizar amplificadores operacionales. Las técnicas que utilizaban regularmente la entrada no inversora no serían muy populares hasta la década de 1960, cuando los circuitos integrados de amplificador operacional comenzaron a aparecer en el campo.
1953: Un amplificador operacional disponible comercialmente. En 1953, los amplificadores operacionales de válvulas de vacío estuvieron disponibles comercialmente con el lanzamiento del modelo K2-W de George A. Philbrick Researches, Incorporated. La designación de los dispositivos mostrados, GAP/R, es un acrónimo del nombre completo de la empresa. Se montaron dos tubos de vacío 12AX7 de nueve pines en un paquete octal y tenían disponible un complemento de picador modelo K2-P que efectivamente "agotaría" la entrada no inversora. Este amplificador operacional se basó en un descendiente del diseño de 1947 de Loebe Julie y, junto con sus sucesores, iniciaría el uso generalizado de amplificadores operacionales en la industria.
1961: Un amplificador operacional IC discreto. Con el nacimiento del transistor en 1947 y del transistor de silicio en 1954, el concepto de circuitos integrados se hizo realidad. La introducción del proceso planar en 1959 hizo que los transistores y los circuitos integrados fueran lo suficientemente estables como para ser comercialmente útiles. En 1961, se estaban produciendo amplificadores operacionales discretos de estado sólido. Estos amplificadores operacionales eran en realidad pequeñas placas de circuito con paquetes como conectores de borde . Por lo general, tenían resistencias seleccionadas manualmente para mejorar cosas como la compensación y la deriva de voltaje. El P45 (1961) tenía una ganancia de 94 dB y funcionaba sobre rieles de ±15 V. Estaba destinado a manejar señales en el rango de ±10 V.
1961: Un amplificador operacional de puente varactor. Se han tomado muchas direcciones diferentes en el diseño de amplificadores operacionales. Los amplificadores operacionales de puente Varactor comenzaron a producirse a principios de la década de 1960. [23] [24] Fueron diseñados para tener una corriente de entrada extremadamente pequeña y todavía se encuentran entre los mejores amplificadores operacionales disponibles en términos de rechazo de modo común con la capacidad de manejar correctamente cientos de voltios en sus entradas.
1962: Un amplificador operacional en un módulo encapsulado. En 1962, varias empresas producían paquetes modulares encapsulados que podían conectarse a placas de circuito impreso . [ cita necesaria ] Estos paquetes fueron de vital importancia ya que convirtieron el amplificador operacional en una sola caja negra que podría tratarse fácilmente como un componente de un circuito más grande.
1963: Un amplificador operacional IC monolítico. En 1963, se lanzó el primer amplificador operacional IC monolítico, el μA702 diseñado por Bob Widlar en Fairchild Semiconductor. Los circuitos integrados monolíticos constan de un solo chip, a diferencia de un chip y partes discretas (un circuito integrado discreto) o de múltiples chips unidos y conectados en una placa de circuito (un circuito integrado híbrido). Casi todos los amplificadores operacionales modernos son circuitos integrados monolíticos; sin embargo, este primer CI no tuvo mucho éxito. Cuestiones como una tensión de alimentación desigual, una baja ganancia y un pequeño rango dinámico mantuvieron a raya el predominio de los amplificadores operacionales monolíticos hasta 1965, cuando se lanzó el μA709 [25] (también diseñado por Bob Widlar).
1968: Lanzamiento del μA741. La popularidad de los amplificadores operacionales monolíticos mejoró aún más con el lanzamiento del LM101 en 1967, que resolvió una variedad de problemas, y el posterior lanzamiento del μA741 en 1968. El μA741 era extremadamente similar al LM101 excepto que las instalaciones de Fairchild les permitieron incluya un condensador de compensación de 30 pF dentro del chip en lugar de requerir compensación externa. Esta simple diferencia ha convertido al 741 en el amplificador operacional canónico y muchos amplificadores modernos basan su distribución de pines en los 741. El μA741 todavía está en producción y se ha vuelto omnipresente en la electrónica; muchos fabricantes producen una versión de este chip clásico, reconocible por los números de pieza que contienen 741 . La misma pieza es fabricada por varias empresas.
1970: Primer diseño de FET de alta velocidad y baja corriente de entrada. En la década de 1970, se comenzaron a realizar diseños de corriente de alta velocidad y de bajo insumo mediante el uso de FET . Estos serían reemplazados en gran medida por amplificadores operacionales fabricados con MOSFET en la década de 1980.
1972: Se producen amplificadores operacionales de suministro de un solo lado. Un amplificador operacional de suministro de un solo lado es aquel en el que los voltajes de entrada y salida pueden ser tan bajos como el voltaje negativo de la fuente de alimentación en lugar de tener que estar al menos dos voltios por encima de él. El resultado es que puede funcionar en muchas aplicaciones con el pin de alimentación negativo del amplificador operacional conectado a la señal de tierra, eliminando así la necesidad de una fuente de alimentación negativa separada.
El LM324 (lanzado en 1972) fue uno de esos amplificadores operacionales que venía en un paquete cuádruple (cuatro amplificadores operacionales separados en un paquete) y se convirtió en un estándar de la industria. Además de empaquetar múltiples amplificadores operacionales en un solo paquete, la década de 1970 también vio el nacimiento de amplificadores operacionales en paquetes híbridos. Estos amplificadores operacionales eran generalmente versiones mejoradas de amplificadores operacionales monolíticos existentes. A medida que mejoraron las propiedades de los amplificadores operacionales monolíticos, los circuitos integrados híbridos más complejos quedaron rápidamente relegados a sistemas que deben tener una vida útil extremadamente larga u otros sistemas especializados.
Tendencias recientes. Recientemente [ ¿cuándo? ] Los voltajes de suministro en los circuitos analógicos han disminuido (al igual que en la lógica digital) y se han introducido amplificadores operacionales de bajo voltaje como reflejo de esto. Son comunes los suministros de 5 V y cada vez más de 3,3 V (a veces tan bajos como 1,8 V). Para maximizar el rango de la señal, los amplificadores operacionales modernos suelen tener salida de riel a riel (la señal de salida puede variar desde el voltaje de suministro más bajo hasta el más alto) y, a veces, entradas de riel a riel. [10]
Módulos de amplificador operacional APEX PA98, precio de venta: $ 207,51
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