Amplificador operacional

Un amplificador operacional (a menudo amplificador operacional u opamp ) es un amplificador de voltaje electrónico de alta ganancia acoplado a CC con una entrada diferencial y, generalmente, una salida de un solo extremo . ^[1] En esta configuración, un amplificador operacional produce un potencial de salida (en relación con la tierra del circuito) que normalmente es 100.000 veces mayor que la diferencia de potencial entre sus terminales de entrada. El amplificador operacional tiene su origen y nombre en las computadoras analógicas , donde se utilizaban para realizar operaciones matemáticas en circuitos lineales, no lineales y dependientes de la frecuencia.

La popularidad del amplificador operacional como componente básico en circuitos analógicos se debe a su versatilidad. Al utilizar retroalimentación negativa , las características de un circuito de amplificador operacional, su ganancia, impedancia de entrada y salida , ancho de banda , etc., están determinadas por componentes externos y tienen poca dependencia de los coeficientes de temperatura o la tolerancia de ingeniería en el propio amplificador operacional.

Los amplificadores operacionales se utilizan ampliamente en dispositivos electrónicos en la actualidad, incluida una amplia gama de dispositivos de consumo, industriales y científicos. Muchos amplificadores operacionales de circuitos integrados estándar cuestan sólo unos pocos centavos; sin embargo, algunos amplificadores operacionales integrados o híbridos con especificaciones de rendimiento especiales pueden costar más de 100 dólares en pequeñas cantidades. ^[2] Los amplificadores operacionales pueden empaquetarse como componentes o usarse como elementos de circuitos integrados más complejos .

El amplificador operacional es un tipo de amplificador diferencial . Otros tipos de amplificador diferencial incluyen el amplificador totalmente diferencial (un amplificador operacional con una salida diferencial en lugar de una de un solo extremo), el amplificador de instrumentación (generalmente construido a partir de tres amplificadores operacionales), el amplificador de aislamiento (con aislamiento galvánico entre entrada y salida), y amplificador de retroalimentación negativa (generalmente construido a partir de uno o más amplificadores operacionales y una red de retroalimentación resistiva).

Operación

Las entradas diferenciales del amplificador constan de una entrada no inversora (+) con voltaje V ₊ y una entrada inversora (-) con voltaje V ₋ ; Lo ideal es que el amplificador operacional amplifique solo la diferencia de voltaje entre los dos, lo que se denomina voltaje de entrada diferencial . El voltaje de salida del amplificador operacional V _out viene dado por la ecuación

V_{\text{out}}=A_{\text{OL}}(V_{+}-V_{-}),

donde A _OL es la ganancia de bucle abierto del amplificador (el término "bucle abierto" se refiere a la ausencia de un bucle de retroalimentación externo desde la salida a la entrada).

Amplificador de bucle abierto

La magnitud de AOL suele ser muy grande (100.000 o más para amplificadores operacionales de circuitos integrados) y, por lo tanto, incluso una diferencia bastante pequeña entre V ₊y _V− hace que el amplificador entre en saturación _osaturación . La magnitud de _AOLno está bien controlada por el proceso de fabricación, por lo que no es práctico utilizar un amplificador de bucle abierto como amplificador diferencial independiente .

Sin retroalimentación negativa y, opcionalmente, retroalimentación positiva para la regeneración , un amplificador operacional actúa como comparador . Si la entrada inversora se mantiene a tierra (0 V) y el voltaje de entrada V _aplicado a la entrada no inversora es positivo, la salida será máxima positiva; Si V _in es negativo, la salida será máximamente negativa. Debido a que no hay retroalimentación de la salida a ninguna de las entradas, este es un circuito de bucle abierto que actúa como comparador .

Amplificador de circuito cerrado

Si se desea un funcionamiento predecible, se utiliza retroalimentación negativa, aplicando una porción del voltaje de salida a la entrada inversora. La retroalimentación de circuito cerrado reduce en gran medida la ganancia del circuito. Cuando se utiliza retroalimentación negativa, la ganancia y respuesta generales del circuito están determinadas principalmente por la red de retroalimentación, en lugar de por las características del amplificador operacional. Si la red de retroalimentación está hecha de componentes con valores pequeños en relación con la impedancia de entrada del amplificador operacional, el valor de la respuesta de bucle abierto A _OL del amplificador operacional no afecta seriamente el rendimiento del circuito. En este contexto, la alta impedancia de entrada en los terminales de entrada y la baja impedancia de salida en los terminales de salida son características particularmente útiles de un amplificador operacional.

La respuesta del circuito del amplificador operacional con sus circuitos de entrada, salida y retroalimentación a una entrada se caracteriza matemáticamente por una función de transferencia ; diseñar un circuito de amplificador operacional para que tenga una función de transferencia deseada está en el ámbito de la ingeniería eléctrica . Las funciones de transferencia son importantes en la mayoría de las aplicaciones de los amplificadores operacionales, como en las computadoras analógicas .

En el amplificador no inversor de la derecha, la presencia de retroalimentación negativa a través del divisor de voltaje R _f , R _g determina la ganancia de bucle cerrado A _CL = V _out / V _in . El equilibrio se establecerá cuando V _out sea suficiente para llevar la entrada inversora al mismo voltaje que V _in . La ganancia de voltaje de todo el circuito es, por tanto, 1 + R _f / R _g . Como ejemplo simple, si V _in = 1 V y R _f = R _g , V _out será 2 V, exactamente la cantidad requerida para mantener V ₋ en 1 V. Debido a la retroalimentación proporcionada por la red R _f , R _g , este es un circuito de circuito cerrado .

Otra forma de analizar este circuito consiste en hacer las siguientes suposiciones (normalmente válidas): ^[3]

Cuando un amplificador operacional funciona en modo lineal (es decir, no saturado), la diferencia de voltaje entre los pines no inversores (+) e inversores (-) es insignificante.
La impedancia de entrada de los pines (+) y (-) es mucho mayor que otras resistencias del circuito.

La señal de entrada V _in aparece en los pines (+) y (-) según el supuesto 1, lo que da como resultado una corriente i a través de R _g igual a V _in / R _g :

i={\frac {V_{\text{in}}}{R_{\text{g}}}}

Dado que la ley actual de Kirchhoff establece que la misma corriente debe salir de un nodo cuando entra en él, y dado que la impedancia en el pin (-) es casi infinita según el supuesto 2, podemos suponer que prácticamente toda la misma corriente i fluye a través de R _f , creando un voltaje de salida

V_{\text{fuera}}=V_{\text{in}}+iR_{\text{f}}=V_{\text{in}}+\left({\frac {V_{\text {in}}}{R_{\text{g}}}}R_{\text{f}}\right)=V_{\text{in}}+{\frac {V_{\text{in}}R_ {\text{f}}}{R_{\text{g}}}}=V_{\text{in}}\left(1+{\frac {R_{\text{f}}}{R_{\ texto{g}}}}\right)

Combinando términos, determinamos la ganancia en circuito cerrado A _CL :

A_{\text{CL}}={\frac {V_{\text{out}}}{V_{\text{in}}}}=1+{\frac {R_{\text{f} }}{R_{\text{g}}}}

Características del amplificador operacional

Amplificadores operacionales ideales

Generalmente se considera que un amplificador operacional ideal tiene las siguientes características: ^[4]^[5]^[6]

Ganancia infinita de bucle abierto G = v _out / v _in
Impedancia de entrada infinita R _en y, por lo tanto, corriente de entrada cero
Tensión de compensación de entrada cero
Rango de voltaje de salida infinito
Ancho de banda infinito con cambio de fase cero y velocidad de respuesta infinita
Impedancia de salida cero R _out , por lo que rango de corriente de salida infinito
Ruido cero
Relación de rechazo de modo común infinita (CMRR)
Relación de rechazo de fuente de alimentación infinita .

Estos ideales se pueden resumir en dos reglas de oro :

En un circuito cerrado, la salida hace todo lo necesario para que la diferencia de voltaje entre las entradas sea cero.
Las entradas consumen corriente cero. ^[7]^{: 177}

La primera regla solo se aplica en el caso habitual en el que el amplificador operacional se utiliza en un diseño de circuito cerrado (retroalimentación negativa, donde hay una ruta de señal de algún tipo que se retroalimenta desde la salida a la entrada inversora). Estas reglas se utilizan comúnmente como una buena primera aproximación para analizar o diseñar circuitos de amplificadores operacionales. ^[7]^{: 177}

Ninguno de estos ideales puede realizarse perfectamente. Un amplificador operacional real se puede modelar con parámetros no infinitos o distintos de cero utilizando resistencias y condensadores equivalentes en el modelo de amplificador operacional. Luego, el diseñador puede incluir estos efectos en el rendimiento general del circuito final. Algunos parámetros pueden tener un efecto insignificante en el diseño final, mientras que otros representan limitaciones reales del rendimiento final.

amplificadores operacionales reales

Los amplificadores operacionales reales se diferencian del modelo ideal en varios aspectos.

ganancia finita

La ganancia en bucle abierto es finita en amplificadores operacionales reales. Los dispositivos típicos exhiben una ganancia de CC de bucle abierto superior a 100.000. Mientras la ganancia de bucle (es decir, el producto de las ganancias de bucle abierto y de retroalimentación) sea muy grande, la ganancia de bucle cerrado estará determinada enteramente por la cantidad de retroalimentación negativa (es decir, será independiente de la ganancia de bucle abierto). ). En aplicaciones donde la ganancia de bucle cerrado debe ser muy alta (acercándose a la ganancia de bucle abierto), la ganancia de retroalimentación será muy baja y la ganancia de bucle más baja en estos casos provoca un comportamiento no ideal del circuito.

Impedancia de salida distinta de cero

La baja impedancia de salida es importante para cargas de baja impedancia; Para estas cargas, la caída de voltaje a través de la impedancia de salida reduce efectivamente la ganancia de bucle abierto. En configuraciones con retroalimentación negativa con detección de voltaje, la impedancia de salida del amplificador se reduce efectivamente; por tanto, en aplicaciones lineales, los circuitos de amplificador operacional suelen presentar una impedancia de salida muy baja.

Las salidas de baja impedancia normalmente requieren una alta corriente de reposo (es decir, inactiva) en la etapa de salida y disiparán más energía, por lo que los diseños de baja potencia pueden sacrificar intencionalmente una baja impedancia de salida.

Impedancias de entrada finitas

La impedancia de entrada diferencial del amplificador operacional se define como la impedancia entre sus dos entradas; la impedancia de entrada en modo común es la impedancia de cada entrada a tierra. Los amplificadores operacionales de entrada MOSFET a menudo tienen circuitos de protección que efectivamente cortocircuitan cualquier diferencia de entrada mayor que un umbral pequeño, por lo que la impedancia de entrada puede parecer muy baja en algunas pruebas. Sin embargo, mientras estos amplificadores operacionales se utilicen en una aplicación típica de retroalimentación negativa de alta ganancia, estos circuitos de protección estarán inactivos. La polarización de entrada y las corrientes de fuga que se describen a continuación son un parámetro de diseño más importante para aplicaciones típicas de amplificadores operacionales.

capacitancia de entrada

La impedancia de entrada adicional debido a la capacitancia parásita puede ser un problema crítico para el funcionamiento de alta frecuencia, donde reduce la impedancia de entrada y puede causar cambios de fase.

Corriente de entrada

Debido a requisitos de polarización o fugas , una pequeña cantidad de corriente ^{[nb 2]} fluye hacia las entradas. Cuando en el circuito se utilizan resistencias altas o fuentes con impedancias de salida altas, estas pequeñas corrientes pueden producir caídas de voltaje. Si las corrientes de entrada coinciden y la impedancia de ambas entradas coincide, entonces los voltajes producidos en cada entrada serán iguales. Debido a que el amplificador operacional opera con la diferencia entre sus entradas, estos voltajes coincidentes no tendrán ningún efecto. Es más común que las corrientes de entrada no coincidan ligeramente. La diferencia se llama corriente de compensación de entrada, e incluso con resistencias coincidentes se puede producir un pequeño voltaje de compensación (distinto del voltaje de compensación de entrada a continuación). Este voltaje de compensación puede crear compensaciones o derivas en el amplificador operacional.

Tensión de compensación de entrada

Voltaje requerido a través de los terminales de entrada del amplificador operacional para llevar el voltaje de salida a cero. ^[8]^{[nb 3]} En el amplificador perfecto, no habría tensión de compensación de entrada. Sin embargo, existe debido a imperfecciones en la etapa de entrada del amplificador diferencial de los amplificadores operacionales. El voltaje de compensación de entrada crea dos problemas: primero, debido a la alta ganancia de voltaje del amplificador, prácticamente asegura que la salida del amplificador se saturará si se opera sin retroalimentación negativa, incluso cuando los terminales de entrada están conectados entre sí. En segundo lugar, en una configuración de retroalimentación negativa de circuito cerrado, el voltaje de compensación de entrada se amplifica junto con la señal y esto puede plantear un problema si se requiere una amplificación de CC de alta precisión o si la señal de entrada es muy pequeña. ^{[nota 4]}

Ganancia en modo común

Un amplificador operacional perfecto amplifica sólo la diferencia de voltaje entre sus dos entradas, rechazando por completo todos los voltajes que sean comunes a ambas. Sin embargo, la etapa de entrada diferencial de un amplificador operacional nunca es perfecta, lo que lleva a la amplificación de estos voltajes comunes hasta cierto punto. La medida estándar de este defecto se llama índice de rechazo de modo común (CMRR). La minimización de la ganancia en modo común es importante en amplificadores no inversores que funcionan con alta ganancia.

Rechazo de fuente de alimentación

La salida de un amplificador operacional perfecto será independiente de las fluctuaciones del voltaje de la fuente de alimentación. Cada amplificador operacional real tiene una relación de rechazo de la fuente de alimentación (PSRR) finita que refleja qué tan bien el amplificador operacional puede rechazar el ruido en su fuente de alimentación para que no se propague a la salida. A medida que aumenta la frecuencia, el rechazo de la fuente de alimentación suele empeorar.

Efectos de la temperatura

El rendimiento y las propiedades del amplificador suelen cambiar, hasta cierto punto, con los cambios de temperatura. La deriva de temperatura del voltaje de compensación de entrada es especialmente importante.

Deriva

Los parámetros reales del amplificador operacional están sujetos a cambios lentos con el tiempo y con cambios de temperatura, condiciones de entrada, etc.

Ancho de banda finito

Todos los amplificadores tienen un ancho de banda finito. En una primera aproximación, el amplificador operacional tiene la respuesta de frecuencia de un integrador con ganancia. Es decir, la ganancia de un amplificador operacional típico es inversamente proporcional a la frecuencia y se caracteriza por su producto ganancia-ancho de banda (GBWP). Por ejemplo, un amplificador operacional con un GBWP de 1 MHz tendría una ganancia de 5 a 200 kHz y una ganancia de 1 a 1 MHz. Esta respuesta dinámica, junto con la muy alta ganancia de CC del amplificador operacional, le confiere las características de un filtro de paso bajo de primer orden con una ganancia de CC muy alta y una frecuencia de corte baja dada por el GBWP dividido por la ganancia de CC.

El ancho de banda finito de un amplificador operacional puede ser la fuente de varios problemas, entre ellos:

Estabilidad: Asociada con la limitación del ancho de banda hay una diferencia de fase entre la señal de entrada y la salida del amplificador que puede provocar oscilaciones en algunos circuitos de retroalimentación. Por ejemplo, una señal de salida sinusoidal destinada a interferir destructivamente con una señal de entrada de la misma frecuencia interferirá de manera constructiva si se retrasa 180 grados formando una retroalimentación positiva . En estos casos, el circuito de retroalimentación se puede estabilizar mediante compensación de frecuencia , lo que aumenta la ganancia o margen de fase del circuito en bucle abierto. El diseñador del circuito puede implementar esta compensación externamente con un componente del circuito independiente. Alternativamente, la compensación se puede implementar dentro del amplificador operacional con la adición de un polo dominante que atenúe suficientemente la ganancia de alta frecuencia del amplificador operacional. La ubicación de este polo puede ser fijada internamente por el fabricante o configurada por el diseñador del circuito utilizando métodos específicos del amplificador operacional. En general, la compensación de frecuencia del polo dominante reduce aún más el ancho de banda del amplificador operacional. Cuando la ganancia de bucle cerrado deseada es alta, la compensación de frecuencia del amplificador operacional a menudo no es necesaria porque la ganancia de bucle abierto requerida es suficientemente baja; en consecuencia, las aplicaciones con alta ganancia de bucle cerrado pueden utilizar amplificadores operacionales con mayores anchos de banda.
Distorsión y otros efectos.: El ancho de banda limitado también da como resultado menores cantidades de retroalimentación a frecuencias más altas, lo que produce una mayor distorsión e impedancia de salida a medida que aumenta la frecuencia.

Los amplificadores operacionales típicos de uso general y bajo costo exhiben un GBWP de unos pocos megahercios. Existen amplificadores operacionales especializados y de alta velocidad que pueden alcanzar un GBWP de cientos de megahercios. Para circuitos de muy alta frecuencia, a menudo se utiliza un amplificador operacional con retroalimentación de corriente .

Ruido

Los amplificadores emiten ruido intrínsecamente, incluso cuando no se aplica ninguna señal. Esto puede deberse al ruido térmico interno y al ruido de parpadeo del dispositivo. Para aplicaciones con alta ganancia o gran ancho de banda, el ruido se convierte en una consideración importante y es posible que se requiera un amplificador de bajo ruido , diseñado específicamente para un ruido intrínseco mínimo, para cumplir con los requisitos de rendimiento.

Imperfecciones no lineales

Saturación: El voltaje de salida está limitado a un valor mínimo y máximo cercano a los voltajes de la fuente de alimentación . ^{[nb 5]} La salida de los amplificadores operacionales más antiguos puede llegar a uno o dos voltios de los rieles de suministro. La salida de los llamadosLos amplificadores operacionales de riel a riel pueden alcanzar milivoltios de los rieles de suministro cuando proporcionan corrientes de salida bajas.^[9]
Limitación de velocidad de giro: El voltaje de salida del amplificador alcanza su tasa máxima de cambio, la tasa de cambio , generalmente especificada en voltios por microsegundo (V/μs). Cuando se produce una limitación de la velocidad de respuesta, aumentos adicionales en la señal de entrada no tienen ningún efecto sobre la velocidad de cambio de la salida. La limitación de la velocidad de respuesta suele deberse a la saturación de la etapa de entrada; el resultado es una corriente constante $i$ que impulsa una capacitancia $C$ en el amplificador (especialmente aquellas capacitancias utilizadas para implementar su compensación de frecuencia ); la velocidad de giro está limitada por $d v /d t = i / C$ .
La rotación está asociada con el rendimiento de señal grande de un amplificador operacional. Considere, por ejemplo, un amplificador operacional configurado para una ganancia de 10. Sea la entrada una onda de diente de sierra de 1 V y 100 kHz. Es decir, la amplitud es de 1 V y el período es de 10 microsegundos. En consecuencia, la tasa de cambio (es decir, la pendiente) de la entrada es 0,1 V por microsegundo. Después de una amplificación de 10×, la salida debe ser un diente de sierra de 10 V y 100 kHz, con una velocidad de respuesta correspondiente de 1 V por microsegundo. Sin embargo, el amplificador operacional 741 clásico tiene una especificación de velocidad de respuesta de 0,5 V por microsegundo, de modo que su salida no puede aumentar a más de 5 V en el período de 10 microsegundos del diente de sierra. Por lo tanto, si uno midiera la salida, sería un diente de sierra de 5 V, 100 kHz, en lugar de un diente de sierra de 10 V, 100 kHz.
A continuación, considere el mismo amplificador y un diente de sierra de 100 kHz, pero ahora la amplitud de entrada es de 100 mV en lugar de 1 V. Después de una amplificación de 10x, la salida es un diente de sierra de 1 V y 100 kHz con una velocidad de respuesta correspondiente de 0,1 V por microsegundo. En este caso, el 741 con su velocidad de respuesta de 0,5 V por microsegundo amplificará la entrada correctamente.
Los amplificadores operacionales modernos de alta velocidad pueden tener velocidades de respuesta superiores a 5000 V por microsegundo. Sin embargo, es más común que los amplificadores operacionales tengan velocidades de respuesta en el rango de 5 a 100 V por microsegundo. Por ejemplo, el amplificador operacional TL081 de uso general tiene una velocidad de respuesta de 13 V por microsegundo. Como regla general, los amplificadores operacionales de baja potencia y pequeño ancho de banda tienen velocidades de respuesta bajas. Como ejemplo, el amplificador operacional de micropotencia LT1494 consume 1,5 microamperios pero tiene un producto de ancho de banda de ganancia de 2,7 kHz y una velocidad de respuesta de 0,001 V por microsegundo.
Relación entrada-salida no lineal: Es posible que el voltaje de salida no sea exactamente proporcional a la diferencia entre los voltajes de entrada, lo que produce distorsión. Este efecto será muy pequeño en un circuito práctico donde se utiliza una retroalimentación negativa sustancial.
inversión de fase: En algunos amplificadores operacionales integrados, cuando se viola el voltaje de modo común publicado (por ejemplo, cuando una de las entradas se conecta a uno de los voltajes de suministro), la salida puede cambiar a la polaridad opuesta a la esperada en el funcionamiento normal. ^[10]^[11] En tales condiciones, la retroalimentación negativa se vuelve positiva, lo que probablemente hace que el circuito se bloquee en ese estado.

Consideraciones de energía

Corriente de salida limitada: La corriente de salida debe ser finita. En la práctica, la mayoría de los amplificadores operacionales están diseñados para limitar la corriente de salida para evitar daños al dispositivo, generalmente alrededor de 25 mA para un amplificador operacional IC tipo 741. Los diseños modernos son electrónicamente más robustos que las implementaciones anteriores y algunos pueden soportar cortocircuitos directos en sus salidas sin sufrir daños.
Voltaje de salida limitado: El voltaje de salida no puede exceder el voltaje de la fuente de alimentación suministrada al amplificador operacional. La salida máxima de la mayoría de los amplificadores operacionales se reduce aún más en cierta cantidad debido a limitaciones en el circuito de salida. Los amplificadores operacionales de riel a riel están diseñados para niveles de salida máximos. ^[9]
Corriente disipadora de salida: La corriente sumidero de salida es la corriente máxima permitida para sumirse en la etapa de salida. Algunos fabricantes proporcionan un gráfico de voltaje de salida versus corriente de sumidero de salida que da una idea del voltaje de salida cuando está absorbiendo corriente de otra fuente en el pin de salida.
Potencia disipada limitada: La corriente de salida fluye a través de la impedancia de salida interna del amplificador operacional, generando calor que debe disiparse. Si el amplificador operacional disipa demasiada energía, entonces su temperatura aumentará por encima de algún límite seguro. El amplificador operacional debe apagarse o corre el riesgo de dañarse.

Los amplificadores operacionales FET o MOSFET integrados modernos se aproximan más al amplificador operacional ideal que los circuitos integrados bipolares en lo que respecta a la impedancia de entrada y las corrientes de polarización de entrada. Los bipolares son generalmente mejores cuando se trata de compensación de voltaje de entrada y, a menudo, tienen menos ruido. Generalmente, a temperatura ambiente, con una señal bastante grande y un ancho de banda limitado, los amplificadores operacionales FET y MOSFET ahora ofrecen un mejor rendimiento.

Circuito interno deamplificador operacional tipo 741

Proveniente de muchos fabricantes, y en múltiples productos similares, un ejemplo de amplificador operacional de transistor bipolar es el circuito integrado 741 diseñado en 1968 por David Fullagar en Fairchild Semiconductor después del diseño del circuito integrado LM301 de Bob Widlar . ^[12] En esta discusión, utilizamos los parámetros del modelo híbrido-pi para caracterizar las características del emisor conectado a tierra de pequeña señal de un transistor. En este modelo, la ganancia actual de un transistor se denota como _hfe, más comúnmente llamada β. ^[13]

Arquitectura

Un circuito integrado de pequeña escala , el amplificador operacional 741 comparte con la mayoría de los amplificadores operacionales una estructura interna que consta de tres etapas de ganancia: ^[14]

Amplificador diferencial (delineado en azul oscuro): proporciona una alta amplificación diferencial (ganancia), con rechazo de la señal de modo común , bajo ruido, alta impedancia de entrada y controla un
Amplificador de voltaje (delineado en magenta ): proporciona ganancia de alto voltaje, una caída de frecuencia unipolar y, a su vez, impulsa el
Amplificador de salida (delineado en cian y verde ): proporciona alta ganancia de corriente (baja impedancia de salida ), junto con limitación de corriente de salida y protección contra cortocircuitos de salida.

Además, contiene un circuito de polarización de espejo de corriente (delineado en rojo) y un condensador de compensación (30 pF).

Amplificador diferencial

La etapa de entrada consta de un amplificador diferencial en cascada (delineado en azul oscuro) seguido de una carga activa de espejo de corriente . Esto constituye un amplificador de transconductancia , que convierte una señal de voltaje diferencial en las bases de Q1, Q2 en una señal de corriente en la base de Q15.

Se trata de dos pares de transistores en cascada, que satisfacen requisitos contradictorios. La primera etapa consta del par seguidor de emisor NPN Q1, Q2 adaptado que proporciona una alta impedancia de entrada. El segundo es el par de bases comunes PNP Q3, Q4 que elimina el indeseable efecto Miller ; impulsa una carga activa Q7 más el par coincidente Q5, Q6.

Esa carga activa se implementa como un espejo de corriente Wilson modificado ; su función es convertir la señal de corriente de entrada (diferencial) en una señal de un solo extremo sin las consiguientes pérdidas del 50% (aumentando la ganancia de bucle abierto del amplificador operacional en 3 dB). ^{[nb 6]} Por lo tanto, una corriente diferencial de pequeña señal en Q3 versus Q4 aparece sumada (doblada) en la base de Q15, la entrada de la etapa de ganancia de voltaje.

amplificador de voltaje

La etapa de ganancia de voltaje (clase A) (resaltada en magenta ) consta de dos transistores NPN Q15 y Q19 conectados en una configuración Darlington y utiliza el lado de salida del espejo de corriente formado por Q12 y Q13 como carga del colector (dinámico) para lograr su ganancia de alto voltaje. El transistor sumidero de salida Q20 recibe su excitación base de los colectores comunes de Q15 y Q19; el cambiador de nivel Q16 proporciona accionamiento base para el transistor fuente de salida Q14. El transistor Q22 evita que esta etapa entregue corriente excesiva a Q20 y, por lo tanto, limita la corriente sumidero de salida.

amplificador de salida

La etapa de salida (Q14, Q20, resaltada en cian) es un amplificador Clase AB . Proporciona un controlador de salida con una impedancia de ~50 Ω, en esencia, ganancia de corriente. El transistor Q16 (delineado en verde) proporciona la corriente de reposo para los transistores de salida y Q17 limita la corriente de la fuente de salida.

Circuitos de polarización

Los circuitos de polarización proporcionan una corriente de reposo adecuada para cada etapa del amplificador operacional.

La resistencia (39 kΩ) que conecta Q11 y Q12 (conectados por diodos), y el voltaje de suministro dado ( V _{S +} − V _{S −} ), determinan la corriente en los espejos de corriente (pares coincidentes) Q10/Q11 y Q12/. P13. La corriente del colector de Q11, i ₁₁ × 39 kΩ = V _{S +} − V _{S −} − 2  V _BE . Para el V _S típico = ±20 V, la corriente estacionaria en Q11 y Q12 (así como en Q13) sería ~1 mA. Una corriente de suministro para un 741 típico de aproximadamente 2 mA concuerda con la idea de que estas dos corrientes de polarización dominan la corriente de suministro en reposo. ^[15]

Los transistores Q11 y Q10 forman un espejo de corriente Widlar , con corriente de reposo en Q10 i ₁₀ tal que ln( i ₁₁ / i ₁₀ ) = i ₁₀ × 5 kΩ / 28 mV, donde 5 kΩ representa la resistencia del emisor de Q10 y 28 mV es V _T , el voltaje térmico a temperatura ambiente. En este caso i ₁₀ ≈ 20 μA.

Amplificador diferencial

El circuito de polarización de esta etapa se establece mediante un circuito de retroalimentación que fuerza a las corrientes del colector de Q10 y Q9 a (casi) coincidir. Cualquier pequeña diferencia en estas corrientes impulsa la base común de Q3 y Q4. ^{[nb 7]} Las corrientes de reposo sumadas a través de Q1 y Q3 más Q2 y Q4 se reflejan de Q8 a Q9, donde se suman con la corriente del colector en Q10, y el resultado se aplica a las bases de Q3 y Q4.

Las corrientes de reposo a través de Q1 y Q3 (también Q2 y Q4) i ₁ serán, por lo tanto, la mitad de i ₁₀ , del orden ~10 μA. La corriente de polarización de entrada para la base de Q1 (también Q2) ascenderá a i ₁ / β; normalmente ~50 nA, lo que implica una ganancia de corriente h _fe ≈ 200 para Q1 (también Q2).

Este circuito de retroalimentación tiende a llevar el nodo base común de Q3/Q4 a un voltaje V _com − 2  V _BE , donde V _com es el voltaje de modo común de entrada. Al mismo tiempo, la magnitud de la corriente de reposo es relativamente insensible a las características de los componentes Q1-Q4, como hfe , que de otro modo causarían dependencia de la temperatura o variaciones de una pieza a otra _.

El transistor Q7 conduce a Q5 y Q6 hasta que sus corrientes de colector (iguales) coincidan con las de Q1/Q3 y Q2/Q4. La corriente de reposo en Q7 es V _BE / 50 kΩ, aproximadamente 35 μA, al igual que la corriente de reposo en Q15, con su punto de funcionamiento correspondiente. Por lo tanto, las corrientes de reposo se emparejan por pares en Q1/Q2, Q3/Q4, Q5/Q6 y Q7/Q15.

amplificador de voltaje

Las corrientes de reposo en Q16 y Q19 las establece el espejo actual Q12/Q13, que funciona a ~1 mA. La corriente del colector en Q19 rastrea esa corriente permanente. ^{[ Se necesita más explicación ]}

amplificador de salida

En el circuito que involucra a Q16 (también llamado diodo de caucho o multiplicador V _BE ), la resistencia de 4,5 kΩ debe conducir aproximadamente 100 μA, con Q16 V _BE aproximadamente 700 mV. Entonces V _CB debe ser de aproximadamente 0,45 V y V _CE de aproximadamente 1,0 V. Debido a que el colector Q16 es impulsado por una fuente de corriente y el emisor Q16 ingresa al sumidero de corriente del colector Q19, el transistor Q16 establece una diferencia de voltaje entre la base Q14 y la base Q20 de ~1 V, independientemente del voltaje de modo común de las bases Q14/Q20. La corriente estacionaria en Q14/Q20 será un factor exp(100 mV mm/ V _T ) ≈ 36 menor que la corriente de reposo de 1 mA en la porción de clase A del amplificador operacional. Esta (pequeña) corriente estacionaria en los transistores de salida establece la etapa de salida en funcionamiento de clase AB y reduce la distorsión cruzada de esta etapa.

Modo diferencial de pequeña señal

Una pequeña señal de voltaje de entrada diferencial da lugar, a través de múltiples etapas de amplificación de corriente, a una señal de voltaje mucho mayor en la salida.

Impedancia de entrada

La etapa de entrada con Q1 y Q3 es similar a un par de emisor acoplado (par de cola larga), con Q2 y Q4 añadiendo algo de impedancia degenerativa. La impedancia de entrada es relativamente alta debido a la pequeña corriente que pasa por Q1-Q4. Un amplificador operacional 741 típico tiene una impedancia de entrada diferencial de aproximadamente 2 MΩ. ^[16] La impedancia de entrada en modo común es aún mayor, ya que la etapa de entrada funciona con una corriente esencialmente constante.

Amplificador diferencial

Un voltaje diferencial V _in en las entradas del amplificador operacional (pines 3 y 2, respectivamente) da lugar a una pequeña corriente diferencial en las bases de Q1 y Q2 i _in ≈ V _in / (2 h _ieh _fe ). Esta corriente de base diferencial provoca un cambio en la corriente diferencial del colector en cada tramo de i _enh _fe . Introduciendo la transconductancia de Q1, g _m = h _fe / h _{es decir} , la corriente (de señal pequeña) en la base de Q15 (la entrada de la etapa de ganancia de voltaje) es V _eng _m / 2.

Esta parte del amplificador operacional cambia inteligentemente una señal diferencial en las entradas del amplificador operacional a una señal de un solo extremo en la base de Q15, y de una manera que evita desperdiciar la señal en cualquiera de los tramos. Para ver cómo, observe que un pequeño cambio negativo en el voltaje en la entrada inversora (base Q2) lo saca de la conducción, y esta disminución incremental en la corriente pasa directamente del colector Q4 a su emisor, lo que resulta en una disminución en el impulso base para Q15. . Por otro lado, un pequeño cambio positivo en el voltaje en la entrada no inversora (base Q1) hace que este transistor entre en conducción, lo que se refleja en un aumento en la corriente en el colector de Q3. Esta corriente impulsa a Q7 aún más hacia la conducción, lo que activa el espejo actual Q5/Q6. Por tanto, el aumento de la corriente del emisor Q3 se refleja en un aumento de la corriente del colector Q6; el aumento de las corrientes del colector se desvía más del nodo del colector y da como resultado una disminución en la corriente de accionamiento base para Q15. Además de evitar desperdiciar 3 dB de ganancia aquí, esta técnica disminuye la ganancia en modo común y la transmisión del ruido de la fuente de alimentación.

amplificador de voltaje

Una señal de corriente i en la base de Q15 da lugar a una corriente en Q19 de orden i β ² (el producto de la h _fe de cada uno de Q15 y Q19, que están conectados en un par Darlington ). Esta señal de corriente desarrolla un voltaje en las bases de los transistores de salida Q14 y Q20 proporcional a la h _ie del transistor respectivo.

amplificador de salida

Los transistores de salida Q14 y Q20 están configurados cada uno como seguidor de emisor, por lo que no se produce ninguna ganancia de voltaje allí; en cambio, esta etapa proporciona una ganancia de corriente, igual a la _hfede Q14 y Q20.

La ganancia actual reduce la impedancia de salida y, aunque la impedancia de salida no es cero, como lo sería en un amplificador operacional ideal, con retroalimentación negativa se acerca a cero en frecuencias bajas.

Ganancia general de voltaje de bucle abierto

La ganancia neta de voltaje de señal pequeña en bucle abierto del amplificador operacional implica el producto de la ganancia de corriente h _fe de unos 4 transistores. En la práctica, la ganancia de voltaje para un amplificador operacional típico estilo 741 es del orden de 200.000, y la ganancia de corriente, la relación entre la impedancia de entrada (~2−6 MΩ) y la impedancia de salida (~50 Ω), proporciona aún más (potencia). ganar.

Otras características lineales

Ganancia de modo común de señal pequeña

El amplificador operacional ideal tiene una relación de rechazo de modo común infinita o ganancia de modo común cero.

En el circuito actual, si los voltajes de entrada cambian en la misma dirección, la retroalimentación negativa hace que el voltaje base Q3/Q4 siga (con 2 V _BE por debajo) las variaciones del voltaje de entrada. Ahora la parte de salida (Q10) del espejo de corriente Q10-Q11 mantiene constante la corriente común a través de Q9/Q8 a pesar de la variación del voltaje. Las corrientes del colector Q3/Q4 y, en consecuencia, la corriente de salida en la base de Q15, permanecen sin cambios.

En el amplificador operacional 741 típico, la relación de rechazo en modo común es de 90 dB, lo que implica una ganancia de voltaje en modo común en bucle abierto de aproximadamente 6.

Compensación de frecuencia

La innovación del Fairchild μA741 fue la introducción de compensación de frecuencia a través de un condensador en chip (monolítico), simplificando la aplicación del amplificador operacional al eliminar la necesidad de componentes externos para esta función. El condensador de 30 pF estabiliza el amplificador mediante compensación de Miller y funciona de manera similar a un circuito integrador de amplificador operacional . También conocida como compensación de polo dominante porque introduce un polo que enmascara (domina) los efectos de otros polos en la respuesta de frecuencia de bucle abierto; en un amplificador operacional 741, este polo puede ser tan bajo como 10 Hz (donde causa una pérdida de -3 dB de ganancia de voltaje de bucle abierto).

Esta compensación interna se proporciona para lograr una estabilidad incondicional del amplificador en configuraciones de retroalimentación negativa donde la red de retroalimentación no es reactiva y la ganancia de circuito cerrado es la unidad o superior. Por el contrario, los amplificadores que requieren compensación externa, como el μA748, pueden requerir compensación externa o ganancias de bucle cerrado significativamente superiores a la unidad.

Tensión de compensación de entrada

_{Los pines "compensados nulos" se pueden usar para colocar resistencias externas} (generalmente en forma de los dos extremos de un potenciómetro, con el control deslizante conectado a VS _– ) en paralelo con las resistencias del emisor de Q5 y Q6, para ajustar el equilibrio. del espejo actual Q5/Q6. El potenciómetro se ajusta de manera que la salida sea nula (rango medio) cuando las entradas están en cortocircuito.

Características no lineales

Tensión de ruptura de entrada

Los transistores Q3, Q4 ayudan a aumentar la clasificación V _BE inversa : las uniones base-emisor de los transistores NPN Q1 y Q2 se rompen alrededor de 7 V, pero los transistores PNP Q3 y Q4 tienen voltajes de ruptura V _BE alrededor de 50 V. ^{[ 17]}

Oscilación de voltaje de etapa de salida y limitación de corriente

Las variaciones en la corriente de reposo con la temperatura, o entre piezas con el mismo número de tipo, son comunes, por lo que la distorsión cruzada y la corriente de reposo pueden estar sujetas a variaciones significativas.

_{El rango de} salida del amplificador es aproximadamente un voltio menor que el voltaje de suministro, debido en parte al VBE de los transistores de salida Q14 y Q20.

La resistencia de 25 Ω en el emisor Q14, junto con Q17, actúa para limitar la corriente de Q14 a aproximadamente 25 mA; de lo contrario, Q17 no conduce corriente.

La limitación de corriente para Q20 se realiza en la etapa de ganancia de voltaje: Q22 detecta el voltaje a través de la resistencia del emisor de Q19 (50 Ω); al encenderse disminuye la corriente del variador a base Q15.

Las versiones posteriores de este esquema de amplificador pueden mostrar un método algo diferente de limitación de corriente de salida.

Consideraciones de aplicabilidad

Si bien el 741 se usó históricamente en audio y otros equipos sensibles, ese uso ahora es raro debido al rendimiento de ruido mejorado de los amplificadores operacionales más modernos. Además de generar un silbido notable, los 741 y otros amplificadores operacionales más antiguos pueden tener índices de rechazo de modo común deficientes y, por lo tanto, a menudo introducirán zumbidos de red transmitidos por cables y otras interferencias de modo común, como "clics" de interruptores, en equipos sensibles.

El "741" a menudo se refiere a un circuito integrado de amplificador operacional genérico (como μA741, LM301, 558, LM324, TBA221, o un reemplazo más moderno como el TL071). La descripción de la etapa de salida del 741 es cualitativamente similar para muchos otros diseños (que pueden tener etapas de entrada bastante diferentes), excepto:

Algunos dispositivos (μA748, LM301, LM308) no están compensados internamente (requieren un capacitor externo desde la salida hasta algún punto dentro del amplificador operacional, si se usan en aplicaciones de baja ganancia de bucle cerrado).
Algunos dispositivos modernos tienen capacidad de salida de riel a riel , lo que significa que la salida puede variar desde unos pocos milivoltios del voltaje de suministro positivo hasta unos pocos milivoltios del voltaje de suministro negativo. ^[9]

Clasificación

Los amplificadores operacionales pueden clasificarse por su construcción:

discreto, construido a partir de transistores o tubos/válvulas individuales ,
híbrido, compuesto por componentes discretos e integrados ,
circuitos integrados completos : los más comunes, habiendo desplazado a los dos primeros debido a su bajo costo.

Los amplificadores operacionales IC se pueden clasificar de muchas maneras, que incluyen:

Grado del dispositivo, incluidos rangos de temperatura de funcionamiento aceptables y otros factores ambientales o de calidad. Por ejemplo: LM101, LM201 y LM301 se refieren a las versiones militar, industrial y comercial del mismo componente. Los componentes de grado militar e industrial ofrecen un mejor rendimiento en condiciones difíciles que sus homólogos comerciales, pero se venden a precios más altos.
La clasificación por tipo de paquete también puede afectar la resistencia al medio ambiente, así como las opciones de fabricación; DIP y otros paquetes de orificios pasantes tienden a ser reemplazados por dispositivos de montaje en superficie .
Clasificación por compensación interna: los amplificadores operacionales pueden sufrir inestabilidad de alta frecuencia en algunos circuitos de retroalimentación negativa a menos que un pequeño capacitor de compensación modifique las respuestas de fase y frecuencia. Los amplificadores operacionales con un capacitor incorporado se denominan compensados y permiten que los circuitos por encima de una ganancia de bucle cerrado especificada funcionen de manera estable sin un capacitor externo. En particular, los amplificadores operacionales que son estables incluso con una ganancia de bucle cerrado de 1 se denominan ganancia unitaria compensada .
Se encuentran disponibles versiones simples, duales y cuádruples de muchos circuitos integrados de amplificador operacional comerciales, lo que significa que se incluyen 1, 2 o 4 amplificadores operacionales en el mismo paquete.
Los amplificadores operacionales de entrada (y/o salida) de riel a riel pueden funcionar con señales de entrada (y/o salida) muy cerca de los rieles de suministro de energía. ^[9]
Los amplificadores operacionales CMOS (como el CA3140E) proporcionan resistencias de entrada extremadamente altas, superiores a las de los amplificadores operacionales de entrada JFET , que normalmente son superiores a las de los amplificadores operacionales de entrada bipolares .
Otras variedades de amplificadores operacionales incluyen amplificadores operacionales programables (lo que significa simplemente que la corriente de reposo, el ancho de banda, etc. se pueden ajustar mediante una resistencia externa).
Los fabricantes suelen tabular sus amplificadores operacionales según su propósito, como preamplificadores de bajo ruido, amplificadores de ancho de banda amplio, etc.

Aplicaciones

Uso en el diseño de sistemas electrónicos.

El uso de amplificadores operacionales como bloques de circuitos es mucho más fácil y claro que especificar todos sus elementos de circuito individuales (transistores, resistencias, etc.), ya sea que los amplificadores utilizados sean circuitos integrados o discretos. En una primera aproximación, los amplificadores operacionales se pueden utilizar como si fueran bloques de ganancia diferencial ideales; en una etapa posterior se pueden poner límites al rango aceptable de parámetros para cada amplificador operacional.

El diseño de circuitos sigue las mismas líneas para todos los circuitos electrónicos. Se elabora una especificación que rige lo que debe hacer el circuito, con límites permitidos. Por ejemplo, es posible que se requiera que la ganancia sea 100 veces, con una tolerancia del 5% pero una deriva de menos del 1% en un rango de temperatura específico; la impedancia de entrada no inferior a un megaohmio; etc.

Se diseña un circuito básico , a menudo con la ayuda de modelado de circuitos (en una computadora). Luego se eligen amplificadores operacionales específicos disponibles comercialmente y otros componentes que cumplan con los criterios de diseño dentro de las tolerancias especificadas a un costo aceptable. Si no se pueden cumplir todos los criterios, es posible que sea necesario modificar la especificación.

Luego se construye y prueba un prototipo; Se pueden realizar cambios para cumplir o mejorar las especificaciones, alterar la funcionalidad o reducir el costo.

Aplicaciones sin utilizar ningún comentario.

Es decir, el amplificador operacional se utiliza como comparador de voltaje . Tenga en cuenta que un dispositivo diseñado principalmente como comparador puede ser mejor si, por ejemplo, la velocidad es importante o se puede encontrar una amplia gama de voltajes de entrada, ya que dichos dispositivos pueden recuperarse rápidamente de estados completamente encendidos o apagados ("saturados").

Se puede obtener un detector de nivel de voltaje si se aplica un voltaje de referencia V _ref a una de las entradas del amplificador operacional. Esto significa que el amplificador operacional está configurado como comparador para detectar un voltaje positivo. Si el voltaje a detectar, Ei , se aplica a la entrada (+) del amplificador operacional, el resultado es un detector de nivel positivo no inversor: cuando _Ei_estápor encima de V _ref , VO _es igual a + _Vsat ; cuando E _i está por debajo de V _ref , VO _es igual a - V _sat . Si E _{i se aplica a la entrada inversora,}_el circuito es un detector inversor de nivel positivo: cuando E _i está por encima de V _ref , VO es igual a - V _sat .

Un detector de nivel de voltaje cero ( E _i = 0) puede convertir, por ejemplo, la salida de una onda sinusoidal de un generador de funciones en una onda cuadrada de frecuencia variable. Si E _i es una onda sinusoidal, una onda triangular o una onda de cualquier otra forma que sea simétrica alrededor del cero, la salida del detector de cruce por cero será cuadrada. La detección de cruce por cero también puede ser útil para activar los TRIAC en el mejor momento para reducir la interferencia de la red y los picos de corriente.

Aplicaciones de retroalimentación positiva

Otra configuración típica de amplificadores operacionales es con retroalimentación positiva, que lleva una fracción de la señal de salida a la entrada no inversora. Una aplicación importante del mismo es el comparador con histéresis, el disparador Schmitt . Algunos circuitos pueden utilizar retroalimentación positiva y negativa alrededor del mismo amplificador, por ejemplo, osciladores de onda triangular y filtros activos .

Debido al amplio rango de giro y a la falta de retroalimentación positiva, la respuesta de todos los detectores de nivel de bucle abierto descritos anteriormente será relativamente lenta. Se puede aplicar retroalimentación positiva general externa, pero (a diferencia de la retroalimentación positiva interna que se puede aplicar en las últimas etapas de un comparador diseñado específicamente) esto afecta notablemente la precisión del punto de detección de cruce por cero. Utilizando un amplificador operacional de uso general, por ejemplo, la frecuencia de E _i para el convertidor de onda sinusoidal a cuadrada probablemente debería estar por debajo de 100 Hz. ^{[ cita necesaria ]}

Aplicaciones de comentarios negativos

Amplificador no inversor

En un amplificador no inversor, el voltaje de salida cambia en la misma dirección que el voltaje de entrada.

La ecuación de ganancia para el amplificador operacional es

V_{\text{out}}=A_{\text{OL}}(V_{+}-V_{-}).

Sin embargo, en este circuito V ₋ es función de V _out debido a la retroalimentación negativa a través de la red R ₁ R ₂ . R ₁ y R ₂ forman un divisor de voltaje y como V ₋ es una entrada de alta impedancia, no la carga de manera apreciable. Como consecuencia

V_{-}=\beta V_{\text{fuera}},

dónde

\beta ={\frac {R_{1}}{R_{1}+R_{2}}}.

Sustituyendo esto en la ecuación de ganancia, obtenemos

V_{\text{out}}=A_{\text{OL}}(V_{\text{in}}-\beta V_{\text{out}}).

Resolviendo para : $V_{\text{fuera}}$

V_{\text{out}}=V_{\text{in}}\left({\frac {1}{\beta +{\frac {1}{A_{\text{OL}}}} }}\bien).

Si es muy grande, esto se simplifica a $A_{\text{OL}}$

V_{\text{out}}\approx {\frac {V_{\text{in}}}{\beta }}={\frac {V_{\text{in}}}{\frac {R_ {1}}{R_{1}+R_{2}}}}=V_{\text{in}}\left(1+{\frac {R_{2}}{R_{1}}}\right) .

La entrada no inversora del amplificador operacional necesita una ruta de CC a tierra; Si la fuente de señal no suministra una ruta de CC, o si esa fuente requiere una impedancia de carga determinada, entonces el circuito requerirá otra resistencia desde la entrada no inversora a tierra. Cuando las corrientes de polarización de entrada del amplificador operacional son significativas, entonces las resistencias de la fuente de CC que impulsan las entradas deben estar equilibradas. ^[18] El valor ideal para las resistencias de retroalimentación (para dar un voltaje de compensación mínimo) será tal que las dos resistencias en paralelo igualen aproximadamente la resistencia a tierra en el pin de entrada no inversor. Ese valor ideal supone que las corrientes de polarización coinciden bien, lo que puede no ser cierto para todos los amplificadores operacionales. ^[19]

amplificador inversor

En un amplificador inversor, el voltaje de salida cambia en dirección opuesta al voltaje de entrada.

Al igual que con el amplificador no inversor, comenzamos con la ecuación de ganancia del amplificador operacional:

V_{\text{out}}=A_{\text{OL}}(V_{+}-V_{-}).

Esta vez, V ₋ es una función tanto de V _out como de V _in debido al divisor de voltaje formado por R _f y R _in . Nuevamente, la entrada del amplificador operacional no aplica una carga apreciable, por lo que

V_{-}={\frac {1}{R_{\text{f}}+R_{\text{in}}}}\left(R_{\text{f}}V_{\text{ en}}+R_{\text{in}}V_{\text{fuera}}\right).

Sustituyendo esto en la ecuación de ganancia y resolviendo : $V_{\text{fuera}}$

V_{\text{out}}=-V_{\text{in}}{\frac {A_{\text{OL}}R_{\text{f}}}{R_{\text{f} }+R_{\text{in}}+A_{\text{OL}}R_{\text{in}}}}.

Si es muy grande, esto se simplifica a $A_{\text{OL}}$

V_{\text{fuera}}\aprox -V_{\text{in}}{\frac {R_{\text{f}}}{R_{\text{in}}}}.

A menudo se inserta una resistencia entre la entrada no inversora y tierra (para que ambas entradas "ven" resistencias similares), lo que reduce el voltaje de compensación de entrada debido a diferentes caídas de voltaje debido a la corriente de polarización y puede reducir la distorsión en algunos amplificadores operacionales.

Se puede insertar un condensador de bloqueo de CC en serie con la resistencia de entrada cuando no se necesita una respuesta de frecuencia de CC y no se desea ningún voltaje de CC en la entrada. Es decir, el componente capacitivo de la impedancia de entrada inserta un cero de CC y un polo de baja frecuencia que le da al circuito una característica de paso de banda o de paso alto .

Los potenciales en las entradas del amplificador operacional permanecen prácticamente constantes (cerca de tierra) en la configuración inversora. El potencial operativo constante generalmente da como resultado niveles de distorsión más bajos que los que se pueden lograr con la topología no inversora.

Otras aplicaciones

Preamplificadores y buffers de frecuencia de audio y vídeo.
amplificadores diferenciales
diferenciadores e integradores
filtros
rectificadores de precisión
detectores de picos de precisión
reguladores de voltaje y corriente
calculadoras analogicas
Convertidores analógicos a digitales
Convertidores de digital a analógico
Sujeción de voltaje
osciladores y generadores de formas de onda
clíper
abrazadera (insertor o restaurador de CC)
Amplificadores LOG y ANTILOG

La mayoría de los amplificadores operacionales simples, duales y cuádruples disponibles tienen una distribución de pines estandarizada que permite sustituir un tipo por otro sin cambios de cableado. Se puede elegir un amplificador operacional específico por su ganancia de bucle abierto, ancho de banda, rendimiento de ruido, impedancia de entrada, consumo de energía o un compromiso entre cualquiera de estos factores.

Cronología histórica

1941: Un amplificador operacional de válvulas de vacío. Un amplificador operacional, definido como un amplificador de retroalimentación inversora, de alta ganancia, acoplado en CC y de uso general , se encuentra por primera vez en la patente estadounidense 2.401.779 "Amplificador sumador" presentada por Karl D. Swartzel Jr. de Bell Labs en 1941. Este diseño utilizó tres tubos de vacío para lograr una ganancia de 90 dB y operaron en rieles de voltaje de ± 350 V. Tenía una única entrada inversora en lugar de entradas diferenciales inversoras y no inversoras, como son comunes en los amplificadores operacionales actuales. A lo largo de la Segunda Guerra Mundial , el diseño de Swartzel demostró su valor al ser utilizado generosamente en el director de artillería M9 diseñado en los Laboratorios Bell. Este director de artillería trabajó con el sistema de radar SCR584 para lograr tasas de acierto extraordinarias (cerca del 90%) que de otro modo no habrían sido posibles. ^[20]

1947: Un amplificador operacional con una entrada explícita no inversora. En 1947, el amplificador operacional fue definido y nombrado formalmente por primera vez en un artículo ^[21] de John R. Ragazzini de la Universidad de Columbia. En este mismo artículo, una nota a pie de página mencionaba un diseño de amplificador operacional realizado por un estudiante que resultaría bastante significativo. Este amplificador operacional, diseñado por Loebe Julie , era superior en varios sentidos. Tenía dos innovaciones importantes. Su etapa de entrada utilizaba un par de triodos de cola larga con cargas adaptadas para reducir la deriva en la salida y, mucho más importante, fue el primer diseño de amplificador operacional que tenía dos entradas (una inversora y la otra no inversora). La entrada diferencial hizo posible toda una gama de nuevas funciones, pero no se utilizaría durante mucho tiempo debido al auge del amplificador estabilizado por chopper. ^[20]

1949: Un amplificador operacional estabilizado por helicóptero. En 1949, Edwin A. Goldberg diseñó un amplificador operacional estabilizado por helicóptero . ^[22] Esta configuración utiliza un amplificador operacional normal con un amplificador de CA adicional que va junto al amplificador operacional. El helicóptero recibe una señal de CA de CC al cambiar entre el voltaje de CC y tierra a una velocidad rápida (60 Hz o 400 Hz). Luego, esta señal se amplifica, rectifica, filtra y envía a la entrada no inversora del amplificador operacional. Esto mejoró enormemente la ganancia del amplificador operacional y al mismo tiempo redujo significativamente la deriva de salida y la compensación de CC. Desafortunadamente, cualquier diseño que usara un helicóptero no podría usar su entrada no inversora para ningún otro propósito. Sin embargo, las características muy mejoradas del amplificador operacional estabilizado por helicóptero lo convirtieron en la forma dominante de utilizar amplificadores operacionales. Las técnicas que utilizaban regularmente la entrada no inversora no serían muy populares hasta la década de 1960, cuando los circuitos integrados de amplificador operacional comenzaron a aparecer en el campo.

1953: Un amplificador operacional disponible comercialmente. En 1953, los amplificadores operacionales de válvulas de vacío estuvieron disponibles comercialmente con el lanzamiento del modelo K2-W de George A. Philbrick Researches, Incorporated. La designación de los dispositivos mostrados, GAP/R, es un acrónimo del nombre completo de la empresa. Se montaron dos tubos de vacío 12AX7 de nueve pines en un paquete octal y tenían disponible un complemento de picador modelo K2-P que efectivamente "agotaría" la entrada no inversora. Este amplificador operacional se basó en un descendiente del diseño de 1947 de Loebe Julie y, junto con sus sucesores, iniciaría el uso generalizado de amplificadores operacionales en la industria.

1961: Un amplificador operacional IC discreto. Con el nacimiento del transistor en 1947 y del transistor de silicio en 1954, el concepto de circuitos integrados se hizo realidad. La introducción del proceso planar en 1959 hizo que los transistores y los circuitos integrados fueran lo suficientemente estables como para ser comercialmente útiles. En 1961, se estaban produciendo amplificadores operacionales discretos de estado sólido. Estos amplificadores operacionales eran en realidad pequeñas placas de circuito con paquetes como conectores de borde . Por lo general, tenían resistencias seleccionadas manualmente para mejorar cosas como la compensación y la deriva de voltaje. El P45 (1961) tenía una ganancia de 94 dB y funcionaba sobre rieles de ±15 V. Estaba destinado a manejar señales en el rango de ± 10 V.

1961: Un amplificador operacional de puente varactor. Se han tomado muchas direcciones diferentes en el diseño de amplificadores operacionales. Los amplificadores operacionales de puente Varactor comenzaron a producirse a principios de los años 1960. ^[23]^[24] Fueron diseñados para tener una corriente de entrada extremadamente pequeña y todavía se encuentran entre los mejores amplificadores operacionales disponibles en términos de rechazo de modo común con la capacidad de manejar correctamente cientos de voltios en sus entradas.

1962: Un amplificador operacional en un módulo encapsulado. En 1962, varias empresas producían paquetes modulares encapsulados que podían conectarse a placas de circuito impreso . ^{[ cita necesaria ]} Estos paquetes fueron de vital importancia ya que convirtieron el amplificador operacional en una sola caja negra que podría tratarse fácilmente como un componente de un circuito más grande.

1963: Un amplificador operacional IC monolítico. En 1963, se lanzó el primer amplificador operacional IC monolítico, el μA702 diseñado por Bob Widlar en Fairchild Semiconductor. Los circuitos integrados monolíticos constan de un solo chip, a diferencia de un chip y partes discretas (un circuito integrado discreto) o de múltiples chips unidos y conectados en una placa de circuito (un circuito integrado híbrido). Casi todos los amplificadores operacionales modernos son circuitos integrados monolíticos; sin embargo, este primer CI no tuvo mucho éxito. Cuestiones como una tensión de alimentación desigual, una baja ganancia y un pequeño rango dinámico mantuvieron a raya el predominio de los amplificadores operacionales monolíticos hasta 1965, cuando se lanzó el μA709 ^{[25] (también diseñado por Bob Widlar).}

1968: Lanzamiento del μA741. La popularidad de los amplificadores operacionales monolíticos mejoró aún más con el lanzamiento del LM101 en 1967, que resolvió una variedad de problemas, y el posterior lanzamiento del μA741 en 1968. El μA741 era extremadamente similar al LM101 excepto que las instalaciones de Fairchild les permitieron incluya un condensador de compensación de 30 pF dentro del chip en lugar de requerir compensación externa. Esta simple diferencia ha convertido al 741 en el amplificador operacional canónico y muchos amplificadores modernos basan su distribución de pines en los 741. El μA741 todavía está en producción y se ha vuelto omnipresente en la electrónica; muchos fabricantes producen una versión de este chip clásico, reconocible por los números de pieza que contienen 741 . La misma pieza es fabricada por varias empresas.

1970: Primer diseño de FET de alta velocidad y baja corriente de entrada. En la década de 1970, se comenzaron a realizar diseños de corriente de alta velocidad y de bajo insumo mediante el uso de FET . Estos serían reemplazados en gran medida por amplificadores operacionales fabricados con MOSFET en la década de 1980.

LH0033CG: un amplificador operacional IC híbrido de alta velocidad

1972: Se producen amplificadores operacionales de suministro de un solo lado. Un amplificador operacional de suministro de un solo lado es aquel en el que los voltajes de entrada y salida pueden ser tan bajos como el voltaje negativo de la fuente de alimentación en lugar de tener que estar al menos dos voltios por encima de él. El resultado es que puede funcionar en muchas aplicaciones con el pin de alimentación negativo del amplificador operacional conectado a la señal de tierra, eliminando así la necesidad de una fuente de alimentación negativa separada.

El LM324 (lanzado en 1972) fue uno de esos amplificadores operacionales que venía en un paquete cuádruple (cuatro amplificadores operacionales separados en un paquete) y se convirtió en un estándar de la industria. Además de empaquetar múltiples amplificadores operacionales en un solo paquete, la década de 1970 también vio el nacimiento de amplificadores operacionales en paquetes híbridos. Estos amplificadores operacionales eran generalmente versiones mejoradas de amplificadores operacionales monolíticos existentes. A medida que mejoraron las propiedades de los amplificadores operacionales monolíticos, los circuitos integrados híbridos más complejos quedaron rápidamente relegados a sistemas que deben tener una vida útil extremadamente larga u otros sistemas especializados.

Un amplificador operacional en un paquete mini DIP

Tendencias recientes. Recientemente ^{[ ¿ cuándo? ]} Los voltajes de suministro en los circuitos analógicos han disminuido (al igual que en la lógica digital) y se han introducido amplificadores operacionales de bajo voltaje como reflejo de esto. Son comunes los suministros de 5 V y cada vez más de 3,3 V (a veces tan bajos como 1,8 V). Para maximizar el rango de la señal, los amplificadores operacionales modernos suelen tener salida de riel a riel (la señal de salida puede variar desde el voltaje de suministro más bajo hasta el más alto) y, a veces, entradas de riel a riel. ^[9]

Ver también

Notas

^ ab Los pines de la fuente de alimentación ( V _S+ y V _S− ) se pueden etiquetar de diferentes maneras ( consulte los pines de la fuente de alimentación IC ). A menudo, estos pines se omiten del diagrama para mayor claridad y la configuración de energía se describe o se asume a partir del circuito.
^ Normalmente ~10 nanoamperios, nA, para amplificadores operacionales bipolares , decenas de picoamperios, pA, para etapas de entrada JFET y solo unos pocos pA para etapas de entrada MOSFET .
^ Esta definición se ajusta a la convención de medir los parámetros del amplificador operacional con respecto al punto de voltaje cero en el circuito, que generalmente es la mitad del voltaje total entre los rieles de alimentación positivos y negativos del amplificador.
^ Muchos diseños más antiguos de amplificadores operacionales tienen entradas nulas compensadas para permitir que la compensación se ajuste manualmente. Los amplificadores operacionales de precisión modernos pueden tener circuitos internos que cancelan automáticamente esta compensación mediante helicópteros u otros circuitos que miden el voltaje de compensación periódicamente y lo restan del voltaje de entrada.
^ El hecho de que la salida no pueda alcanzar los voltajes de la fuente de alimentación suele ser el resultado de limitaciones de los transistores de la etapa de salida del amplificador.
^ Widlar usó este mismo truco en μA702 y μA709.
^ La unidad base para los transistores de entrada Q1/Q2 es la corriente de polarización de entrada y debe obtenerse de forma externa.

Referencias

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^ Una corriente de polarización de entrada de 1 μA a través de una resistencia de fuente de CC de 10 kΩ produce un voltaje de compensación de 10 mV. Si la otra corriente de polarización de entrada es la misma y ve la misma resistencia de fuente, entonces los dos voltajes de compensación de entrada se cancelarán. Es posible que no sea necesario equilibrar las resistencias de la fuente de CC si la corriente de polarización de entrada y el producto de resistencia de la fuente son pequeños.
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Otras lecturas

Libros

Amplificadores operacionales para todos ; 5ª edición; Bruce Carter, Ron Mancini; Newnes; 484 páginas; 2017; ISBN 978-0-12-811648-7 . (2 MB PDF - 1.ª edición)
Amplificadores Operacionales - Teoría y Diseño ; 3ª edición; Johan Huijsing; Saltador; 423 páginas; 2017; ISBN 978-3-319-28126-1 .
Amplificadores Operacionales y Circuitos Integrados Lineales - Teoría y Aplicación ; 3ª edición; James Fiore; Creative Commons; 589 páginas; 2016. (13 MB PDF Texto) (2 MB PDF Laboratorio)
Análisis y Diseño de Circuitos Lineales ; 8ª edición; Roland Thomas, Albert Rosa, Grégory Toussaint; wiley; 912 páginas; 2016; ISBN 978-1-119-23538-5 .
Diseño con Amplificadores Operacionales y Circuitos Integrados Analógicos ; 4ta edición; Sergio Franco; McGraw Hill; 672 páginas; 2015; ISBN 978-0-07-802816-8 .
Diseño de audio de señal pequeña ; 2da edición; Yo mismo de Douglas ; Prensa Focal; 780 páginas; 2014; ISBN 978-0-415-70973-6 .
Manual de diseño de circuitos lineales ; 1ª edición; Hank Zumbahlen; Newnes; 960 páginas; 2008; ISBN 978-0-7506-8703-4 . (PDF de 35MB)
Manual de aplicaciones de amplificadores operacionales ; 1ª edición; Walt Jung ; Dispositivos analógicos y novedades; 896 páginas; 2005; ISBN 978-0-7506-7844-5 . (PDF de 17MB)
Amplificadores Operacionales y Circuitos Integrados Lineales ; 6ta edición; Robert Coughlin, Federico Driscoll; Prentice Hall; 529 páginas; 2001; ISBN 978-0-13-014991-6 .
Libro de cocina con filtro activo ; 2da edición; Don Lancaster ; Sams; 240 páginas; 1996; ISBN 978-0-7506-2986-7 . (PDF de 28 MB - 1.ª edición)
Libro de cocina del amplificador operacional IC ; 3ª edición; Walt Jung ; Prentice Hall; 433 páginas; 1986; ISBN 978-0-13-889601-0 . (PDF de 18 MB - 1.ª edición)
Minicuaderno de ingeniero: circuitos IC OpAmp ; 1ª edición; Forrest Mims III; Radio Shack; 49 páginas; 1985; ASIN B000DZG196. (PDF de 4MB)
Frederiksen, Thomas (1984). Amplificadores operacionales IC intuitivos: desde lo básico hasta aplicaciones útiles (1ª ed.). Semiconductor Nacional .
Diseño con amplificadores operacionales: alternativas de aplicaciones ; 1ª edición; Jerald Graeme; Burr-Brown y McGraw Hill; 269 páginas; 1976; ISBN 978-0-07-023891-6 .
Aplicaciones de Amplificadores Operacionales - Técnicas de Tercera Generación ; 1ª edición; Jerald Graeme; Burr-Brown y McGraw Hill; 233 páginas; 1973; ISBN 978-0-07-023890-9 . (37MBPDF)
Comprensión de los amplificadores operacionales de circuitos integrados ; 1ª edición; Roger Melen y Harry Garland ; Editorial Sams; 128 páginas; 1971; ISBN 978-0-672-20855-3 . (archivo)
Amplificadores operacionales: diseño y aplicaciones ; 1ª edición; Jerald Graeme, Gene Tobey, Lawrence Huelsman; Burr-Brown y McGraw Hill; 473 páginas; 1971; ISBN 978-0-07-064917-0 .

Libros con capítulos opamp.

Aprender el arte de la electrónica: un curso práctico de laboratorio ; 1ª edición; Thomas Hayes, Paul Horowitz ; Cambridge; 1150 páginas; 2016; ISBN 978-0-521-17723-8 . (La parte 3 tiene 268 páginas)
El arte de la electrónica ; 3ª edición; Paul Horowitz , Winfield Hill; Cambridge; 1220 páginas; 2015; ISBN 978-0-521-80926-9 . (El capítulo 4 tiene 69 páginas)
Lecciones de Circuitos Eléctricos - Volumen III - Semiconductores ; 5ª edición; Tony Kuphaldt; Proyecto Libro Abierto; 528 página; 2009. (El capítulo 8 tiene 59 páginas) (4 MB PDF)
Solución de problemas de circuitos analógicos ; 1ª edición; Bob Pease ; Newnes; 217 páginas; 1991; ISBN 978-0-7506-9499-5 . (El capítulo 8 tiene 19 páginas)

Manuales de aplicaciones históricas.

Manual de aplicaciones analógicas (1979, 418 páginas), Signetics. (OpAmps en la sección 3)

Libros de datos históricos

Linear Databook 1 (1988, 1262 páginas), National Semiconductor. (OpAmps en la sección 2)
Libro de datos lineal y de interfaz (1990, 1658 páginas), Motorola. (OpAmps en la sección 2)
Libro de datos lineal (1986, 568 páginas), RCA.

Fichas históricas

LM301, amplificador operacional BJT único, Texas Instruments
LM324, amplificador operacional BJT cuádruple, Texas Instruments
LM741, amplificador operacional BJT único, Texas Instruments
NE5532, amplificador operacional BJT dual, Texas Instruments (NE5534 es un sencillo similar)
TL072, amplificador operacional JFET dual, Texas Instruments (TL074 es cuádruple)

enlaces externos

Wikimedia Commons tiene medios relacionados con amplificadores operacionales .

Wikiversidad tiene recursos de aprendizaje sobre amplificador operacional.

El Wikibook Electronics tiene una página sobre el tema: Op-Amps

Colección de circuitos de amplificador operacional - National Semiconductor Corporation
Amplificadores operacionales: capítulo sobre todo sobre los circuitos
Ganancia de bucle y sus efectos en el rendimiento del circuito analógico: introducción a la ganancia de bucle, ganancia y margen de fase, estabilidad del bucle
Mediciones simples de amplificador operacional Cómo medir voltaje de compensación, corriente de polarización y compensación, ganancia, CMRR y PSRR.
Amplificadores operacionales. Texto introductorio en línea de EJ Mastascusa ( Universidad de Bucknell ).
Introducción a las etapas del circuito del amplificador operacional, filtros de segundo orden, filtros de paso de banda de amplificador operacional único y un intercomunicador simple
Diseño de amplificador operacional MOS: descripción general del tutorial
Predicción del ruido del amplificador operacional (todos los amplificadores operacionales) utilizando ruido puntual
Conceptos básicos del amplificador operacional Archivado el 2 de junio de 2009 en la Wayback Machine.
Historia del amplificador operacional, desde las válvulas de vacío hasta aproximadamente 2002
Entrevista histórica de Loebe Julie con OpAmp realizada por Bob Pease
www.PhilbrickArchive.org: un repositorio gratuito de materiales de George A Philbrick / Researches - Operational Amplifier Pioneer
¿Cuál es la diferencia entre amplificadores operacionales y amplificadores de instrumentación? Archivado el 15 de marzo de 2013 en Wayback Machine , Revista Diseño Electrónico