Un sistema microelectromecánico de radiofrecuencia ( RF MEMS ) es un sistema microelectromecánico con componentes electrónicos que comprenden piezas móviles de tamaño submilimétrico que proporcionan funcionalidad de radiofrecuencia (RF). [1] La funcionalidad de RF se puede implementar utilizando una variedad de tecnologías de RF. Además de la tecnología RF MEMS, el diseñador de RF tiene a su disposición semiconductores compuestos III-V ( GaAs , GaN , InP , InSb ), ferrita , ferroeléctricos , semiconductores basados en silicio ( RF CMOS , SiC y SiGe ) y tecnología de tubo de vacío . Cada una de las tecnologías de RF ofrece un equilibrio distinto entre costo, frecuencia , ganancia , integración a gran escala , vida útil, linealidad , figura de ruido , empaquetado , manejo de potencia , consumo de potencia , confiabilidad , robustez, tamaño, voltaje de suministro , tiempo de conmutación y peso.
Hay varios tipos de componentes RF MEMS, como resonadores RF MEMS integrables CMOS y osciladores autosostenidos con factor de forma pequeño y bajo ruido de fase , inductores sintonizables RF MEMS e interruptores RF MEMS , condensadores conmutados y varactores .
Los componentes analizados en este artículo se basan en conmutadores RF MEMS, condensadores conmutados y varactores. Estos componentes se pueden utilizar en lugar de conmutadores FET y HEMT (transistores FET y HEMT en configuración de compuerta común ) y diodos PIN . Los conmutadores RF MEMS, condensadores conmutados y varactores se clasifican por método de actuación ( electrostático , electrotérmico, magnetostático , piezoeléctrico ), por eje de deflexión (lateral, vertical), por configuración de circuito ( serie , shunt ), por configuración de abrazadera ( voladizo , viga fija-fija ) o por interfaz de contacto ( capacitivo , óhmico ). Los componentes RF MEMS accionados electrostáticamente ofrecen baja pérdida de inserción y alto aislamiento, linealidad, manejo de potencia y factor Q , no consumen energía, pero requieren un alto voltaje de control y encapsulado hermético de un solo chip ( capado de película fina , encapsulado LCP o LTCC ) o encapsulado a nivel de oblea ( unión de obleas anódica o frita de vidrio).
Los conmutadores RF MEMS fueron desarrollados por primera vez por IBM Research Laboratory , San Jose , CA , [2] [3] Hughes Research Laboratories , Malibu , CA, [4] Northeastern University en cooperación con Analog Devices , Boston , MA , [5] Raytheon , Dallas , TX , [6] [7] y Rockwell Science, Thousand Oaks , CA. [8] Un conmutador RF MEMS capacitivo de haz fijo-fijo, como se muestra en la Fig. 1(a), es en esencia un condensador micromaquinado con un electrodo superior móvil, que es el haz. Generalmente está conectado en derivación con la línea de transmisión y se utiliza en componentes RF MEMS de banda X a W (77 GHz y 94 GHz). Un conmutador RF MEMS en voladizo óhmico, como se muestra en la Fig. 1(b), es capacitivo en el estado activo, pero hace un contacto óhmico en el estado inactivo. Generalmente está conectado en serie con la línea de transmisión y se utiliza en CC con los componentes de banda Ka .
Desde una perspectiva electromecánica, los componentes se comportan como un sistema de masa-resorte amortiguado , accionado por una fuerza electrostática . La constante del resorte es una función de las dimensiones de la viga, así como del módulo de Young , la tensión residual y la relación de Poisson del material de la viga. La fuerza electrostática es una función de la capacitancia y la tensión de polarización . El conocimiento de la constante del resorte permite el cálculo manual de la tensión de atracción, que es la tensión de polarización necesaria para atraer la viga, mientras que el conocimiento de la constante del resorte y la masa permite el cálculo manual del tiempo de conmutación.
Desde una perspectiva de RF, los componentes se comportan como un circuito RLC en serie con resistencia e inductancia despreciables. La capacitancia en estado ascendente y descendente es del orden de 50 fF y 1,2 pF, que son valores funcionales para el diseño de circuitos de ondas milimétricas . Los interruptores suelen tener una relación de capacitancia de 30 o superior, mientras que los condensadores conmutados y los varactores tienen una relación de capacitancia de aproximadamente 1,2 a 10. El factor Q cargado está entre 20 y 50 en las bandas X, Ku y Ka. [9]
Los condensadores conmutados RF MEMS son interruptores capacitivos de haz fijo-fijo con una baja relación de capacitancia. Los varactores RF MEMS son interruptores capacitivos de haz fijo-fijo que están polarizados por debajo del voltaje de entrada. Otros ejemplos de interruptores RF MEMS son los interruptores en voladizo óhmicos y los interruptores capacitivos de un solo polo de tiro N (SPNT) basados en el motor oscilante de espacio axial . [10]
Los componentes MEMS de RF están polarizados electrostáticamente utilizando un voltaje de control NRZ bipolar , como se muestra en la Figura 2, para evitar la carga dieléctrica [11] y aumentar la vida útil del dispositivo. Las cargas dieléctricas ejercen una fuerza electrostática permanente sobre la viga. El uso de un voltaje de control NRZ bipolar en lugar de un voltaje de control de CC evita la carga dieléctrica mientras que la fuerza electrostática ejercida sobre la viga se mantiene, porque la fuerza electrostática varía cuadráticamente con el voltaje de control de CC. La polarización electrostática implica que no hay flujo de corriente, lo que permite utilizar líneas de polarización de alta resistividad en lugar de estranguladores de RF .
Los componentes RF MEMS son frágiles y requieren un empaquetado a nivel de oblea o un empaquetado de un solo chip que permita el sellado hermético de la cavidad . Se requiere una cavidad para permitir el movimiento, mientras que la hermeticidad es necesaria para evitar la cancelación de la fuerza del resorte por la fuerza de Van der Waals ejercida por las gotas de agua y otros contaminantes en el haz. Los conmutadores RF MEMS, los condensadores conmutados y los varactores se pueden empaquetar utilizando un empaquetado a nivel de oblea. Los filtros RF MEMS monolíticos de gran tamaño, los desfasadores y las redes de adaptación sintonizables requieren un empaquetado de un solo chip.
El empaquetado a nivel de oblea se implementa antes del troceado de la oblea , como se muestra en la Fig. 3(a), y se basa en la unión de obleas anódica, de difusión de metal, eutéctica de metal , frita de vidrio, adhesivo de polímero y fusión de silicio. La selección de una técnica de empaquetado a nivel de oblea se basa en equilibrar los coeficientes de expansión térmica de las capas de material del componente RF MEMS y los de los sustratos para minimizar la curvatura de la oblea y la tensión residual, así como en los requisitos de alineación y hermeticidad. Las cifras de mérito para las técnicas de empaquetado a nivel de oblea son el tamaño del chip, la hermeticidad, la temperatura de procesamiento , la (in)tolerancia a los errores de alineación y la rugosidad de la superficie . La unión anódica y por fusión de silicio no requiere una capa intermedia, pero no tolera la rugosidad de la superficie. Las técnicas de empaquetado a nivel de oblea basadas en una técnica de unión con una capa intermedia conductora (anillo dividido conductor) restringen el ancho de banda y el aislamiento del componente RF MEMS. Las técnicas de empaquetado a nivel de oblea más comunes se basan en la unión de obleas anódica y por frita de vidrio. Las técnicas de empaquetado a nivel de oblea, mejoradas con interconexiones verticales, ofrecen la oportunidad de una integración tridimensional.
El empaquetado de un solo chip, como se muestra en la Fig. 3(b), se implementa después del corte de la oblea, utilizando paquetes cerámicos u orgánicos prefabricados , como paquetes moldeados por inyección LCP o paquetes LTCC. Los paquetes prefabricados requieren un sellado hermético de la cavidad mediante obstrucción, desprendimiento , soldadura o soldadura blanda. Los factores de mérito para las técnicas de empaquetado de un solo chip son el tamaño del chip, la hermeticidad y la temperatura de procesamiento.
Un proceso de fabricación de RF MEMS se basa en técnicas de micromaquinado de superficies y permite la integración de resistencias de película delgada (TFR) de SiCr o TaN , condensadores metal-aire-metal (MAM), condensadores metal-aislante-metal (MIM) y componentes RF MEMS. Un proceso de fabricación de RF MEMS se puede realizar en una variedad de obleas: obleas semiaislantes compuestas III-V , vidrio de borosilicato, sílice fundida ( cuarzo ), LCP, zafiro y obleas de silicio pasivado . Como se muestra en la Fig. 4, los componentes RF MEMS se pueden fabricar en salas blancas de clase 100 utilizando de 6 a 8 pasos de litografía óptica con un error de alineación de contactos de 5 μm, mientras que los procesos de fabricación de MMIC y RFIC de última generación requieren de 13 a 25 pasos de litografía.
Como se describe en la figura 4, los pasos esenciales de microfabricación son:
Con la excepción de la eliminación del espaciador de sacrificio, que requiere un secado en el punto crítico, los pasos de fabricación son similares a los pasos del proceso de fabricación de CMOS. Los procesos de fabricación de RF MEMS, a diferencia de los procesos de fabricación ferroeléctrica BST o PZT y MMIC, no requieren litografía por haz de electrones , MBE o MOCVD .
La degradación de la interfaz de contacto plantea un problema de confiabilidad para los interruptores MEMS RF de voladizo óhmico, mientras que la fricción estática del haz de carga dieléctrica, [12] como se muestra en la Figura 5(a), y la fricción estática del haz inducida por la humedad, como se muestra en la Figura 5(b), plantean un problema de confiabilidad para los interruptores MEMS RF de haz fijo-fijo capacitivos. La fricción estática es la incapacidad del haz de liberarse después de la eliminación del voltaje de activación. Una alta presión de contacto asegura un contacto óhmico bajo o alivia la fricción estática del haz inducida por carga dieléctrica. Los interruptores MEMS RF de voladizo óhmico disponibles comercialmente y los interruptores MEMS RF de haz fijo-fijo capacitivos han demostrado vidas útiles de más de 100 mil millones de ciclos a 100 mW de potencia de entrada de RF. [13] [14] Los problemas de confiabilidad relacionados con el funcionamiento de alta potencia se analizan en la sección del limitador.
Los resonadores RF MEMS se aplican en filtros y osciladores de referencia. [15] Los conmutadores RF MEMS, los condensadores conmutados y los varactores se aplican en (sub)arreglos escaneados electrónicamente ( desplazadores de fase ) y radios definidas por software ( antenas reconfigurables , filtros de paso de banda sintonizables ). [16]
La reconfigurabilidad de la polarización y del patrón de radiación , y la sintonizabilidad de frecuencia, se logran generalmente mediante la incorporación de componentes semiconductores III-V, como interruptores SPST o diodos varactores. Sin embargo, estos componentes pueden reemplazarse fácilmente por interruptores MEMS de RF y varactores para aprovechar la baja pérdida de inserción y el alto factor Q que ofrece la tecnología MEMS de RF. Además, los componentes MEMS de RF pueden integrarse monolíticamente en sustratos dieléctricos de baja pérdida, [17] como vidrio de borosilicato, sílice fundida o LCP, mientras que los sustratos de silicio semiaislante y pasivado compuesto III-V generalmente tienen más pérdidas y tienen una constante dieléctrica más alta . Una tangente de pérdida baja y una constante dieléctrica baja son importantes para la eficiencia y el ancho de banda de la antena.
La técnica anterior incluye una antena fractal sintonizable en frecuencia RF MEMS para el rango de frecuencia de 0,1 a 6 GHz, [18] y la integración real de conmutadores RF MEMS en una antena de junta de Sierpinski autosimilar para aumentar su número de frecuencias resonantes , extendiendo su rango a 8 GHz, 14 GHz y 25 GHz, [19] [20] una antena espiral reconfigurable con patrón de radiación RF MEMS para 6 y 10 GHz, [21] una antena espiral reconfigurable con patrón de radiación RF MEMS para la banda de frecuencia de 6 a 7 GHz basada en conmutadores SPST-RMSW100 Radant MEMS empaquetados, [22] una antena fractal Sierpinski multibanda RF MEMS , nuevamente con conmutadores RF MEMS integrados, que funcionan en diferentes bandas de 2,4 a 18 GHz, [23] y una antena de ranura sintonizable en frecuencia RF MEMS de banda Ka de 2 bits . [24]
El Samsung Omnia W fue el primer teléfono inteligente que incluyó una antena RF MEMS. [25]
Los filtros de paso de banda de RF se pueden utilizar para aumentar el rechazo fuera de banda , en caso de que la antena no proporcione la selectividad suficiente . El rechazo fuera de banda facilita el requisito de rango dinámico en el LNA y el mezclador en vista de la interferencia . Los filtros de paso de banda de RF fuera de chip basados en ondas acústicas de volumen concentrado (BAW), cerámicas , SAW , cristales de cuarzo y resonadores FBAR han reemplazado a los filtros de paso de banda de RF distribuidos basados en resonadores de línea de transmisión, impresos en sustratos con tangente de baja pérdida o basados en cavidades de guía de ondas.
Los filtros de paso de banda RF sintonizables ofrecen una reducción de tamaño significativa en comparación con los bancos de filtros de paso de banda RF conmutados . Se pueden implementar utilizando varactores semiconductores III-V, resonadores y conmutadores ferroeléctricos BST o PZT y MEMS RF, condensadores y varactores conmutados y ferritas YIG . Los resonadores MEMS RF ofrecen el potencial de integración en chip de resonadores de alto Q y filtros de paso de banda de baja pérdida. El factor Q de los resonadores MEMS RF es del orden de 100-1000. [15] La tecnología de conmutadores MEMS RF, condensadores conmutados y varactores ofrece al diseñador de filtros sintonizables un equilibrio atractivo entre pérdida de inserción, linealidad, consumo de energía, manejo de energía, tamaño y tiempo de conmutación. [26]
Los subconjuntos pasivos basados en desfasadores RF MEMS pueden utilizarse para reducir la cantidad de módulos T/R en un conjunto activo escaneado electrónicamente . La afirmación se ilustra con ejemplos en la Fig. 6: supongamos que se utiliza un subconjunto pasivo de uno por ocho para transmisión y recepción, con las siguientes características: f = 38 GHz, G r = G t = 10 dBi , BW = 2 GHz, P t = 4 W . La baja pérdida (6,75 ps /dB) y el buen manejo de potencia (500 mW) de los desfasadores RF MEMS permiten una EIRP de 40 W y una G r /T de 0,036 1/K. La EIRP, también denominada producto potencia-apertura, es el producto de la ganancia de transmisión, G t , y la potencia de transmisión, P t . G r /T es el cociente de la ganancia de recepción y la temperatura de ruido de la antena. Una EIRP y una G r /T elevadas son un requisito previo para la detección a larga distancia. La EIRP y la G r /T son una función del número de elementos de antena por subconjunto y del ángulo máximo de exploración. El número de elementos de antena por subconjunto debe elegirse para optimizar la EIRP o el producto EIRP x G r /T, como se muestra en la Fig. 7 y la Fig. 8. La ecuación de alcance del radar se puede utilizar para calcular el alcance máximo para el que se pueden detectar objetivos con 10 dB de SNR en la entrada del receptor.
donde k B es la constante de Boltzmann , λ es la longitud de onda en el espacio libre y σ es la RCS del objetivo. Los valores de alcance se tabulan en la Tabla 1 para los siguientes objetivos: una esfera con un radio, a, de 10 cm (σ = π a 2 ), un reflector de esquina diedro con un tamaño de faceta, a, de 10 cm (σ = 12 a 4 /λ 2 ), la parte trasera de un automóvil (σ = 20 m 2 ) y para un avión de combate no evasivo (σ = 400 m 2 ).
Los desfasadores RF MEMS permiten matrices de barrido electrónico pasivo de ángulo amplio , como matrices de lentes , matrices de reflexión , submatrices y redes de formación de haz conmutadas , con alta EIRP y alta G r /T. La técnica anterior en matrices de barrido electrónico pasivo incluye una matriz de stub transversal continuo (CTS) de banda X alimentada por una fuente de línea sintetizada por dieciséis desfasadores RF MEMS de tipo reflexión de 5 bits basados en conmutadores RF MEMS en voladizo óhmicos, [27] [28] una matriz de lentes 2-D de banda X que consta de guías de onda de placas paralelas y presenta conmutadores RF MEMS en voladizo óhmicos de 25.000, [29] y una red de formación de haz conmutada de banda W basada en un conmutador RF MEMS SP4T y un escáner de plano focal de lente Rotman . [30]
El uso de desplazadores de fase TTD con retardo de tiempo real en lugar de desplazadores de fase MEMS de RF permite formas de onda de radar UWB con una resolución de alto rango asociada y evita el entrecerrar el haz o el escaneo de frecuencia. Los desplazadores de fase TTD se diseñan utilizando el principio de línea conmutada [8] [31] [32] o el principio de línea cargada distribuida. [33] [34] [35] [36] [37] [38] Los desplazadores de fase TTD de línea conmutada superan a los desplazadores de fase TTD de línea cargada distribuida en términos de retardo de tiempo por decibel NF , especialmente en frecuencias de hasta la banda X, pero son inherentemente digitales y requieren conmutadores SPNT de baja pérdida y alto aislamiento. Sin embargo, los desplazadores de fase TTD de línea cargada distribuida se pueden realizar de forma analógica o digital, y en factores de forma más pequeños, lo que es importante a nivel de subarreglo. Los desplazadores de fase analógicos están polarizados a través de una única línea de polarización, mientras que los desplazadores de fase digitales multibit requieren un bus paralelo junto con esquemas de enrutamiento complejos a nivel de submatriz.
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