El cascodo es un amplificador de dos etapas que consta de una etapa emisora común que alimenta una etapa base común cuando se usan transistores de unión bipolar (BJT) [1] [2] o, alternativamente, una etapa fuente común que alimenta una etapa de puerta común cuando se usan transistores de campo. Transistores de efecto (FET).
Debido a que no existe un acoplamiento directo entre la salida y la entrada, se elimina el efecto Miller , lo que contribuye a un ancho de banda mucho mayor. En comparación con una sola etapa amplificadora, esta combinación puede tener una o más de las siguientes características: mayor aislamiento de entrada-salida, mayor impedancia de entrada , mayor impedancia de salida , mayor ancho de banda .
El uso de un cascode (a veces verbificado como cascoding ) es una técnica común para mejorar el rendimiento de los circuitos analógicos , aplicable tanto a válvulas de vacío como a transistores . El nombre "cascode" fue acuñado en un artículo escrito por Frederick Vinton Hunt y Roger Wayne Hickman en 1939, en una discusión sobre la aplicación de estabilizadores de voltaje . [3] Propusieron una cascada de dos triodos (el primero con una configuración de cátodo común , el segundo con una rejilla común ) como reemplazo de un pentodo , por lo que se puede suponer que el nombre es una abreviatura de "casc( Amplificador triodo añadido que tiene características similares a las de un pentodo único, pero menos ruidosas. [4] Los circuitos Cascode se emplearon en los primeros televisores para el 'front-end' o sintonizador debido a su bajo ruido y ancho de banda más amplio.
Los transistores de unión bipolares tienen capacitancia parásita de base de colector en el rango de picofaradio bajo a picofaradio fraccionario. El efecto Miller significa que cuando esta capacitancia está en la ruta de retroalimentación, da como resultado una capacitancia de entrada efectiva que se multiplica por la ganancia de etapa: una capacitancia de retroalimentación de solo 1,0 pF en un circuito con una ganancia de voltaje de 50 da como resultado una entrada efectiva. capacitancia de 50 pF. Si bien esto puede superarse en circuitos de radiofrecuencia/circuitos sintonizados "neutralizando" la realimentación en oposición, es más difícil combatirlo en circuitos de banda ancha como los amplificadores de vídeo, cuyos anchos de banda van desde la televisión analógica (unos 5 MHz para PAL), hasta al menos al menos 86 MHz en el formato VGA más antiguo (UXGA, 1600 x 1200, actualización de 60 Hz). Los amplificadores de vídeo no pueden funcionar a frecuencias tan altas con una retroalimentación apreciable de la base del colector, por lo que el cascode, con su capacitancia de retroalimentación efectiva muy baja, es el diseño elegido para los amplificadores de video en monitores basados en CRT.
La Figura 1 muestra un ejemplo de un amplificador cascodo con un amplificador de fuente común como etapa de entrada impulsado por una fuente de señal, V in . Esta etapa de entrada controla un amplificador de puerta común como etapa de salida, con la señal de salida Vout .
A medida que el FET inferior conduce, cambia el voltaje de la fuente del FET superior, y el FET superior conduce debido al cambio de potencial entre su puerta y su fuente.
La principal ventaja de esta disposición de circuito surge de la colocación del transistor de efecto de campo (FET) superior como carga del terminal de salida (drenaje) del FET de entrada (inferior). Debido a que a las frecuencias operativas la puerta del FET superior está efectivamente conectada a tierra, el voltaje de la fuente del FET superior (y por lo tanto el drenaje del transistor de entrada) se mantiene a un voltaje casi constante durante la operación. En otras palabras, el FET superior exhibe una baja resistencia de entrada al FET inferior, lo que hace que la ganancia de voltaje del FET inferior sea muy pequeña, lo que reduce drásticamente la capacitancia de retroalimentación del efecto Miller desde el drenaje a la puerta del FET inferior. Esta pérdida de ganancia de voltaje es recuperada por el FET superior. Por lo tanto, el transistor superior permite que el FET inferior funcione con retroalimentación negativa mínima (Miller), mejorando su ancho de banda.
La compuerta FET superior está conectada a tierra eléctricamente, por lo que la carga y descarga de la capacitancia parásita, C dg , entre el drenaje y la compuerta se realiza simplemente a través de R D y la carga de salida (digamos R out ), y la respuesta de frecuencia se ve afectada solo para frecuencias por encima del constante de tiempo RC asociada τ = C dg R D // R out , es decir, f = 1/(2 πτ ), una frecuencia bastante alta porque C dg es pequeña. Es decir, la puerta FET superior no sufre la amplificación de Miller de Cdg .
Si la etapa FET superior fuera operada sola usando su fuente como nodo de entrada (es decir, configuración de puerta común (CG)), tendría una buena ganancia de voltaje y un amplio ancho de banda. Sin embargo, su baja impedancia de entrada limitaría su utilidad para controladores de voltaje de muy baja impedancia. Agregar el FET más bajo da como resultado una alta impedancia de entrada, lo que permite que la etapa cascodo sea impulsada por una fuente de alta impedancia.
Si se reemplazara el FET superior con una carga inductiva/resistiva típica y se tomara la salida del drenaje del transistor de entrada (es decir, una configuración de fuente común (CS)), la configuración CS ofrecería la misma impedancia de entrada que el cascodo. [ dudoso ] , pero la configuración cascode ofrecería una ganancia potencialmente mayor y un ancho de banda mucho mayor.
La disposición en cascodo también es muy estable. Su salida está efectivamente aislada de la entrada tanto eléctrica como físicamente. El transistor inferior tiene un voltaje casi constante tanto en el drenaje como en la fuente y, por lo tanto, esencialmente no hay "nada" que retroalimentar a su puerta. El transistor superior tiene un voltaje casi constante en su puerta y fuente. Así, los únicos nodos con voltaje significativo son la entrada y la salida, y estos están separados por la conexión central de voltaje casi constante y por la distancia física de dos transistores. Por tanto, en la práctica hay poca retroalimentación de la salida a la entrada. El blindaje metálico es eficaz y fácil de colocar entre los dos transistores para lograr un aislamiento aún mayor cuando sea necesario. Esto sería difícil en circuitos amplificadores de un solo transistor, que a altas frecuencias requerirían neutralización .
Como se muestra, el circuito cascodo que utiliza dos FET "apilados" impone algunas restricciones a los dos FET, es decir, el FET superior debe estar polarizado para que su voltaje de fuente sea lo suficientemente alto (el voltaje de drenaje del FET inferior puede oscilar demasiado bajo, provocando que se sature). ). Garantizar esta condición para los FET requiere una selección cuidadosa del par o una polarización especial de la puerta FET superior, lo que aumenta el costo.
El circuito cascodo también se puede construir utilizando transistores bipolares o MOSFET, o incluso un FET (o MOSFET) y un BJT. Esta disposición de circuito era muy común en los sintonizadores de televisión VHF cuando empleaban válvulas de vacío .
La disposición en cascodo ofrece alta ganancia, alto ancho de banda, alta velocidad de respuesta , alta estabilidad y alta impedancia de entrada. Como circuito de dos transistores, el número de piezas es muy bajo.
El circuito cascodo requiere dos transistores y requiere un voltaje de suministro relativamente alto. Para el cascodo de dos FET, ambos transistores deben estar polarizados con un VDS amplio en funcionamiento, imponiendo un límite inferior al voltaje de suministro. [ cita necesaria ]
Un MOSFET de doble puerta a menudo funciona como un cascodo de "un transistor" [ cita necesaria ] . Común en los extremos frontales de los receptores VHF sensibles , un MOSFET de doble puerta funciona como un amplificador de fuente común con la puerta principal (generalmente denominada "puerta 1" por los fabricantes de MOSFET) conectada a la entrada y la segunda puerta conectada a tierra (bypassada). . Internamente, hay un canal cubierto por dos puertas adyacentes; por lo tanto, el circuito resultante es eléctricamente un cascodo compuesto por dos FET, siendo la conexión común de drenaje inferior a fuente superior simplemente la porción del canal único que se encuentra físicamente adyacente al borde entre las dos puertas.
Un circuito cascodo es muy útil como circuito mezclador multiplicador en receptores superheterodinos . En la puerta inferior, la señal de RF se envía al mezclador, y en la puerta superior, la señal del oscilador local se envía al mezclador [ cita necesaria ] . Ambas señales son multiplicadas por el mezclador, y la frecuencia diferencial, la frecuencia intermedia , se toma del drenaje superior del mezclador cascode.
Esto se desarrolló aún más combinando en casco etapas enteras de amplificador diferencial para formar el mezclador balanceado, y luego el mezclador doble balanceado de celda Gilbert [ cita requerida ] .
Con el auge de los circuitos integrados , los transistores se han vuelto baratos en términos de área de matriz de silicio. Especialmente en la tecnología MOSFET , el cascoding se puede utilizar en espejos de corriente para aumentar la impedancia de salida de la fuente de corriente de salida .
También se puede utilizar una versión modificada del cascode como modulador , particularmente para modulación de amplitud . El dispositivo superior suministra la señal de audio y el inferior es el dispositivo amplificador de RF .
Un cascodo también se puede combinar con una escalera de voltaje para formar un transistor de alto voltaje. El transistor de entrada puede ser de cualquier tipo CEO de baja U , mientras que los demás, que actúan como reguladores de voltaje en serie lineales apilados , deberían poder soportar una fracción considerable del voltaje de suministro. Tenga en cuenta que para una gran oscilación del voltaje de salida, sus voltajes base no deben derivarse a tierra mediante capacitores, y la resistencia de escalera superior debe poder soportar el voltaje de suministro completo. Esto muestra que un regulador de voltaje en serie lineal es en realidad un buffer de corriente con sus designaciones de entrada y salida intercambiadas.
La configuración cascodo se puede representar como un amplificador de voltaje simple (o más exactamente, como una red de dos puertos con parámetros g ) utilizando su impedancia de entrada , impedancia de salida y ganancia de voltaje . Estos parámetros están relacionados con los parámetros g correspondientes a continuación. [5] Otras propiedades útiles que no se consideran aquí son el ancho de banda del circuito y el rango dinámico .
El circuito equivalente idealizado de señal pequeña se puede construir para el circuito de la figura 2 reemplazando las fuentes de corriente con circuitos abiertos y los capacitores con cortocircuitos, asumiendo que son lo suficientemente grandes como para actuar como cortocircuitos en las frecuencias de interés. Los BJT se pueden representar en el circuito de pequeña señal mediante el modelo híbrido-π . [6]
De manera similar, los parámetros de señal pequeña se pueden derivar para la versión MOSFET, reemplazando también el MOSFET por su equivalente modelo híbrido-π. Esta derivación se puede simplificar observando que la corriente de la puerta del MOSFET es cero, por lo que el modelo de señal pequeña para el BJT se convierte en el del MOSFET en el límite de corriente de base cero:
donde V T es el voltaje térmico . [7]
La combinación de factores g m r O ocurre a menudo en las fórmulas anteriores, lo que invita a un examen más detenido. Para el transistor bipolar, este producto es (ver modelo híbrido-pi ):
En un dispositivo bipolar discreto típico, el voltaje inicial VA ≈ 100 V y el voltaje térmico cerca de la temperatura ambiente es V T ≈ 25 mV, lo que hace que g m r O ≈ 4000, un número bastante grande.
Del artículo sobre el modelo híbrido-pi , encontramos para el MOSFET en modo activo:
En el nodo tecnológico de 65 nanómetros , I D ≈ 1,2 mA/μ de ancho, la tensión de alimentación es V DD = 1,1 V; V th ≈ 165 mV, y V ov = V GS -V th ≈ 5%V DD ≈ 55 mV. Tomando una longitud típica como el doble del mínimo, L = 2 L min = 0,130 μm y un valor típico de λ ≈ 1/(4 V/μm L ), encontramos 1/λ ≈ 2 V, y g m r O ≈ 110 , sigue siendo un gran valor. [8] [9] El punto es que debido a que g m r O es grande casi independientemente de la tecnología, la ganancia tabulada y la resistencia de salida tanto para el MOSFET como para el cascodo bipolar son muy grandes. Este hecho tiene implicaciones en la discusión que sigue.
Los parámetros g que se encuentran en las fórmulas anteriores se pueden usar para construir un amplificador de voltaje de señal pequeña con la misma ganancia, resistencia de entrada y salida que el cascode original (un circuito equivalente ). Este circuito se aplica sólo a frecuencias lo suficientemente bajas como para que las capacitancias parásitas del transistor no importen. La figura muestra el cascode original (Fig. 1) y el amplificador de voltaje equivalente o equivalente g de dos puertos (Fig. 4). El circuito equivalente permite cálculos más sencillos del comportamiento del circuito para diferentes conductores y cargas. En la figura, una fuente de voltaje equivalente a Thévenin con resistencia Thévenin R S acciona el amplificador y en la salida se conecta una resistencia de carga simple R L. Usando el circuito equivalente, el voltaje de entrada al amplificador es (ver Divisor de voltaje ):
lo que muestra la importancia de utilizar un driver con resistencia R S << R in para evitar la atenuación de la señal que ingresa al amplificador. De las características del amplificador anteriores, vemos que R in es infinito para el cascodo MOSFET, por lo que en ese caso no se produce atenuación de la señal de entrada. El cascodo BJT es más restrictivo porque R in = r π2 .
De manera similar, la señal de salida del circuito equivalente es
En circuitos de baja frecuencia, normalmente se desea una ganancia de alto voltaje, de ahí la importancia de utilizar una carga con resistencia R L >> R out para evitar la atenuación de la señal que llega a la carga. Las fórmulas para R out se pueden usar para diseñar un amplificador con una resistencia de salida suficientemente pequeña en comparación con la carga o, si eso no se puede hacer, para decidir sobre un circuito modificado, por ejemplo, para agregar un seguidor de voltaje que coincida con la carga. mejor.
La estimación anterior mostró que la resistencia de salida del cascodo es muy grande. La implicación es que muchas resistencias de carga no cumplirán la condición R L >> R out (una excepción importante es controlar un MOSFET como carga, que tiene una impedancia de entrada infinita de baja frecuencia). Sin embargo, el hecho de no satisfacer la condición R L >> R out no es catastrófico porque la ganancia en cascodo también es muy grande. Si el diseñador lo desea, se puede sacrificar la gran ganancia para permitir una baja resistencia a la carga; para R L << R la ganancia se simplifica de la siguiente manera:
Esta ganancia es la misma que la del transistor de entrada actuando solo. Por lo tanto, incluso sacrificando la ganancia, el cascodo produce la misma ganancia que el amplificador de transconductancia de un solo transistor, pero con un ancho de banda más amplio.
Debido a que los amplificadores tienen un ancho de banda amplio, el mismo enfoque puede determinar el ancho de banda del circuito cuando se conecta un capacitor de carga (con o sin una resistencia de carga ). La suposición necesaria es que la capacitancia de carga es lo suficientemente grande como para controlar la dependencia de la frecuencia, y el ancho de banda no está controlado por las capacitancias parásitas despreciadas de los propios transistores.
A altas frecuencias, las capacitancias parásitas de los transistores (puerta a drenaje, puerta a fuente, drenaje a cuerpo y equivalentes bipolares) deben incluirse en los modelos híbridos π para obtener una respuesta de frecuencia precisa. Los objetivos del diseño también difieren del énfasis en la alta ganancia general como se describió anteriormente para el diseño de baja frecuencia. En circuitos de alta frecuencia, normalmente se desea adaptar la impedancia en la entrada y salida del amplificador para eliminar los reflejos de la señal y maximizar la ganancia de potencia . En el cascodo, el aislamiento entre los puertos de entrada y salida todavía se caracteriza por un pequeño término de transmisión inversa g 12 , lo que facilita el diseño de redes coincidentes porque el amplificador es aproximadamente unilateral.
