En electrónica , un amplificador de fuente común es una de las tres topologías básicas de amplificador de transistor de efecto de campo (FET) de una sola etapa , generalmente utilizadas como amplificador de voltaje o transconductancia . La forma más sencilla de saber si un FET es una fuente común, un drenaje común o una puerta común es examinar por dónde entra y sale la señal. El terminal restante es el que se conoce como “común”. En este ejemplo, la señal entra por la puerta y sale por el desagüe. El único terminal que queda es la fuente. Este es un circuito FET de fuente común. El circuito de transistor de unión bipolar análogo puede verse como un amplificador de transconductancia o como un amplificador de voltaje. (Ver clasificación de amplificadores ). Como amplificador de transconductancia, se considera que el voltaje de entrada modula la corriente que va a la carga. Como amplificador de voltaje, el voltaje de entrada modula la corriente que fluye a través del FET, cambiando el voltaje a través de la resistencia de salida de acuerdo con la ley de Ohm . Sin embargo, la resistencia de salida del dispositivo FET normalmente no es lo suficientemente alta para un amplificador de transconductancia razonable ( idealmente infinito ), ni lo suficientemente baja para un amplificador de voltaje decente ( idealmente cero ). Como se ve a continuación en la fórmula, la ganancia de voltaje depende de la resistencia de la carga, por lo que no se puede aplicar para controlar dispositivos de baja resistencia, como un altavoz (que tiene una resistencia de 8 ohmios). Otro inconveniente importante es la limitada respuesta de alta frecuencia del amplificador. Por lo tanto, en la práctica, la salida a menudo se enruta a través de un seguidor de voltaje ( drenaje común o etapa CD), o un seguidor de corriente ( puerta común o etapa CG), para obtener características de salida y frecuencia más favorables. La combinación CS-CG se denomina amplificador cascodo .
A bajas frecuencias y utilizando un modelo híbrido-pi simplificado (donde no se considera la resistencia de salida debida a la modulación de la longitud del canal), se pueden derivar las siguientes características de señal pequeña de bucle cerrado.
El ancho de banda del amplificador de fuente común tiende a ser bajo debido a la alta capacitancia resultante del efecto Miller . La capacitancia de drenaje de puerta se multiplica efectivamente por el factor , aumentando así la capacitancia de entrada total y reduciendo el ancho de banda general.
La Figura 3 muestra un amplificador de fuente común MOSFET con una carga activa . La Figura 4 muestra el circuito de señal pequeña correspondiente cuando se agrega una resistencia de carga R L en el nodo de salida y un controlador Thévenin de voltaje aplicado V A y resistencia en serie R A en el nodo de entrada. La limitación del ancho de banda en este circuito surge del acoplamiento de la capacitancia del transistor parásito C gd entre la compuerta y el drenaje y la resistencia en serie de la fuente RA . (Existen otras capacitancias parásitas, pero aquí no se tienen en cuenta porque sólo tienen un efecto secundario sobre el ancho de banda).
Usando el teorema de Miller , el circuito de la Figura 4 se transforma al de la Figura 5, que muestra la capacitancia de Miller C M en el lado de entrada del circuito. El tamaño de C M se decide igualando la corriente en el circuito de entrada de la Figura 5 a través de la capacitancia de Miller, digamos i M , que es:
a la corriente extraída de la entrada por el condensador C gd en la Figura 4, es decir, jωC gd v GD . Estas dos corrientes son iguales, lo que hace que los dos circuitos tengan el mismo comportamiento de entrada, siempre que la capacitancia de Miller esté dada por:
Por lo general, la dependencia de la frecuencia de la ganancia v D / v G no es importante para frecuencias incluso algo por encima de la frecuencia de esquina del amplificador, lo que significa que un modelo híbrido-pi de baja frecuencia es preciso para determinar v D / v G. Esta evaluación es la aproximación de Miller [1] y proporciona la estimación (simplemente establezca las capacitancias en cero en la Figura 5):
entonces la capacitancia de Miller es
La ganancia g m ( r O || R L ) es grande para R L grande , por lo que incluso una pequeña capacitancia parásita C gd puede tener una gran influencia en la respuesta de frecuencia del amplificador, y se utilizan muchos trucos de circuitos para contrarrestar este efecto. . Un truco consiste en agregar una etapa de puerta común (seguidor de corriente) para crear un circuito en cascodo . La etapa seguidora de corriente presenta una carga a la etapa de fuente común que es muy pequeña, es decir, la resistencia de entrada del seguidor de corriente ( R L ≈ 1 / g m ≈ V ov / (2 I D ) ; ver puerta común ). Pequeño R L reduce C M . [2] El artículo sobre el amplificador de emisor común analiza otras soluciones a este problema.
Volviendo a la Figura 5, el voltaje de la puerta está relacionado con la señal de entrada mediante división de voltaje como:
El ancho de banda (también llamado frecuencia de 3 dB) es la frecuencia donde la señal cae a 1/ √ 2 de su valor de baja frecuencia. (En decibelios , dB( √ 2 ) = 3,01 dB). Se produce una reducción a 1/ √ 2 cuando ωC M R A = 1, lo que hace que la señal de entrada en este valor de ω (llame a este valor ω 3 dB , por ejemplo) v G = V A / (1+j). La magnitud de (1+j) = √ 2 . Como resultado, la frecuencia de 3 dB f 3 dB = ω 3 dB / (2π) es:
Si la capacitancia parásita puerta-fuente C gs se incluye en el análisis, simplemente es paralela a C M , por lo que
Observe que f 3 dB se vuelve grande si la resistencia de la fuente R A es pequeña, por lo que la amplificación de Miller de la capacitancia tiene poco efecto sobre el ancho de banda para R A pequeño . Esta observación sugiere otro truco de circuito para aumentar el ancho de banda: agregue una etapa de drenaje común (seguidor de voltaje) entre el controlador y la etapa de fuente común de modo que la resistencia de Thévenin del controlador combinado más el seguidor de voltaje sea menor que el R A del original. conductor. [3]
El examen del lado de salida del circuito en la Figura 2 permite encontrar la dependencia de la frecuencia de la ganancia v D / v G , proporcionando una verificación de que la evaluación de baja frecuencia de la capacitancia de Miller es adecuada para frecuencias f incluso mayores que f 3 dB . (Consulte el artículo sobre división de polos para ver cómo se maneja el lado de salida del circuito).
![{\displaystyle f_{\mathrm {3dB} }={\frac {1}{2\pi R_{\mathrm {A} }C_{\mathrm {M} }}}={\frac {1}{2\ pi R_{\mathrm {A} }[C_{\mathrm {gd} }(1+g_{\mathrm {m} }(r_{\mathrm {O} }\parallel R_{\mathrm {L} })] }}}](https://wikimedia.org/api/rest_v1/media/math/render/svg/80495f020da5aece3e61f21738d61ab16c636e5b)
![{\displaystyle f_{\mathrm {3dB} }={\frac {1}{2\pi R_{\mathrm {A} }(C_{\mathrm {M} }+C_{\mathrm {gs} })} }={\frac {1}{2\pi R_{\mathrm {A} }[C_{\mathrm {gs} }+C_{\mathrm {gd} }(1+g_{\mathrm {m} }( r_{\mathrm {O}}\parallel R_{\mathrm {L}}))]}}}](https://wikimedia.org/api/rest_v1/media/math/render/svg/6b45722804f6daf3ba64cfb06d8af586da60770b)