microtira

Línea de transmisión eléctrica conductor-plano de tierra

Sección transversal de la geometría de microstrip. El conductor (A) está separado del plano de tierra (D) por un sustrato dieléctrico (C). El dieléctrico superior (B) suele ser aire.

Microstrip es un tipo de línea de transmisión eléctrica que se puede fabricar con cualquier tecnología donde un conductor está separado de un plano de tierra por una capa dieléctrica conocida como "sustrato". Las líneas Microstrip se utilizan para transmitir señales de frecuencia de microondas .

Las tecnologías de realización típicas son placas de circuito impreso (PCB), alúmina recubierta con una capa dieléctrica o, a veces, silicio u otras tecnologías similares. Los componentes de microondas, como antenas , acopladores , filtros , divisores de potencia , etc., se pueden formar a partir de microcintas, existiendo todo el dispositivo como patrón de metalización en el sustrato. Por tanto, Microstrip es mucho menos costoso que la tecnología de guía de ondas tradicional , además de ser mucho más ligero y compacto. Microstrip fue desarrollado por los laboratorios ITT como competidor de stripline (publicado por primera vez por Grieg y Engelmann en las actas IRE de diciembre de 1952 ^[1] ).

Las desventajas de la microcinta en comparación con la guía de ondas son la capacidad de manejo de potencia generalmente menor y las mayores pérdidas. Además, a diferencia de la guía de ondas, la microcinta normalmente no está cerrada y, por lo tanto, es susceptible a interferencias y radiación involuntaria.

Para obtener el menor costo, los dispositivos microstrip se pueden construir sobre un sustrato FR-4 (PCB estándar) ordinario. Sin embargo, a menudo se encuentra que las pérdidas dieléctricas en FR4 son demasiado altas en frecuencias de microondas y que la constante dieléctrica no está suficientemente controlada. Por estas razones, habitualmente se utiliza un sustrato de alúmina . Desde la perspectiva de la integración monolítica, las microcintas con tecnologías de circuito integrado/ circuito integrado de microondas monolítico podrían ser factibles, sin embargo, su rendimiento podría estar limitado por las capas dieléctricas y el espesor del conductor disponible.

Las líneas Microstrip también se utilizan en diseños de PCB digitales de alta velocidad, donde las señales deben enrutarse de una parte del conjunto a otra con una distorsión mínima y evitando altas interferencias y radiación.

Microstrip es una de las muchas formas de línea de transmisión plana , otras incluyen stripline y guía de ondas coplanares , y es posible integrar todas ellas en el mismo sustrato.

Una microcinta diferencial (un par de líneas de microcinta de señal balanceada ) se utiliza a menudo para señales de alta velocidad como relojes DDR2 SDRAM , líneas de datos USB de alta velocidad , líneas de datos PCI Express , líneas de datos LVDS , etc., a menudo todas en la misma TARJETA DE CIRCUITO IMPRESO. ^{[2] [3] [4]} La mayoría de las herramientas de diseño de PCB admiten este tipo de pares diferenciales . ^{[5] [6]}

Inhomogeneidad

La onda electromagnética transportada por una línea microstrip existe en parte en el sustrato dieléctrico y en parte en el aire sobre él. En general, la constante dieléctrica del sustrato será diferente (y mayor) que la del aire, de modo que la onda viaja en un medio no homogéneo. En consecuencia, la velocidad de propagación está entre la velocidad de las ondas de radio en el sustrato y la velocidad de las ondas de radio en el aire. Este comportamiento se describe comúnmente indicando la constante dieléctrica efectiva de la microcinta; siendo esta la constante dieléctrica de un medio homogéneo equivalente (es decir, uno que tenga la misma velocidad de propagación).

Otras consecuencias de un medio no homogéneo incluyen:

• La línea no soportará una verdadera onda TEM ; en frecuencias distintas de cero, tanto el campo E como el H tendrán componentes longitudinales (un modo híbrido ). ^[7] Sin embargo, los componentes longitudinales son pequeños, por lo que el modo dominante se denomina cuasi-TEM. ^[8]
• La línea es dispersiva . Al aumentar la frecuencia, la constante dieléctrica efectiva aumenta gradualmente hacia la del sustrato, de modo que la velocidad de fase disminuye gradualmente. ^{[7] [9]} Esto es cierto incluso con un material de sustrato no dispersivo (la constante dieléctrica del sustrato generalmente disminuirá al aumentar la frecuencia).
• La impedancia característica de la línea cambia ligeramente con la frecuencia (nuevamente, incluso con un material de sustrato no dispersivo). La impedancia característica de los modos que no son TEM no está definida de manera única y, según la definición precisa utilizada, la impedancia de la microcinta aumenta, disminuye o disminuye y luego aumenta con la frecuencia creciente. ^[10] El límite de baja frecuencia de la impedancia característica se conoce como impedancia característica cuasiestática y es el mismo para todas las definiciones de impedancia característica.
• La impedancia de la onda varía a lo largo de la sección transversal de la línea.
• Las líneas Microstrip irradian y los elementos de discontinuidad como trozos y postes, que serían reactancias puras en stripline, tienen un pequeño componente resistivo debido a la radiación de ellos. ^[11]

Impedancia característica

Wheeler desarrolló una expresión aproximada de forma cerrada para la impedancia característica cuasiestática de una línea microstrip : ^{[12] [13] [14]}

${\displaystyle Z_{\textrm {microstrip}}={\frac {Z_{0}}{2\pi {\sqrt {2(1+\varepsilon _{r})}}}}\mathrm {ln} \left(1+{\frac {4h}{w_{\textrm {eff}}}}\left({\frac {14+8/\varepsilon _{r}}{11}}{\frac {4h}{w_{\textrm {eff}}}}+{\sqrt {\left({\frac {14+8/\varepsilon _{r}}{11}}{\frac {4h}{w_{\textrm {eff}}}}\right)^{2}+\pi ^{2}{\frac {1+1/\varepsilon _{r}}{2}}}}\right)\right),}$

donde w _eff es el ancho efectivo , que es el ancho real de la tira, más una corrección para tener en cuenta el espesor distinto de cero de la metalización:

${\displaystyle w_{\textrm {eff}}=w+t{\frac {1+1/\varepsilon _{r}}{2\pi }}\ln \left({\frac {4e}{\sqrt {\left({\frac {t}{h}}\right)^{2}+\left({\frac {1}{\pi }}{\frac {1}{w/t+11/10}}\right)^{2}}}}\right).}$

Aquí Z ₀ es la impedancia del espacio libre , ε _r es la permitividad relativa del sustrato, w es el ancho de la tira, h es el espesor ("altura") del sustrato y t es el espesor de la metalización de la tira.

Esta fórmula es asintótica para una solución exacta en tres casos diferentes:

1. w ≫ h , cualquier ε _r (línea de transmisión de placas paralelas),
2. w ≪ h , ε _r = 1 (cable sobre un plano de tierra), y
3. w ≪ h , ε _r ≫ 1 .

Se afirma que para la mayoría de los demás casos, el error en la impedancia es inferior al 1% y siempre es inferior al 2%. ^[14] Al cubrir todas las relaciones de aspecto en una fórmula, Wheeler 1977 mejora a Wheeler 1965 ^[13] que da una fórmula para w / h > 3,3 y otra para w / h ≤ 3,3 (introduciendo así una discontinuidad en el resultado en w / h = 3,3 ).

Curiosamente, a Harold Wheeler no le gustaban los términos "microstrip" e "impedancia característica" y evitó utilizarlos en sus artículos.

Otros autores han propuesto otras fórmulas aproximadas para la impedancia característica. Sin embargo, la mayoría de estos son aplicables sólo a una gama limitada de relaciones de aspecto, o bien cubren toda la gama por partes.

En particular, el conjunto de ecuaciones propuestas por Hammerstad, ^[15] quien modifica a Wheeler, ^{[12] [13]} son ​​quizás las más citadas:

${\displaystyle Z_{\textrm {microstrip}}={\begin{cases}{\dfrac {Z_{0}}{2\pi {\sqrt {\varepsilon _{\textrm {eff}}}}}}\ln \left(8{\dfrac {h}{w}}+{\dfrac {w}{4h}}\right),&{\text{when }}{\dfrac {w}{h}}\leq 1\\{\dfrac {Z_{0}}{{\sqrt {\varepsilon _{\textrm {eff}}}}\left[{\frac {w}{h}}+1.393+0.667\ln \left({\frac {w}{h}}+1.444\right)\right]}},&{\text{when }}{\dfrac {w}{h}}\geq 1\end{cases}}}$

donde ε _eff es la constante dieléctrica efectiva, aproximada como:

${\displaystyle \varepsilon _{\textrm {eff}}={\frac {\varepsilon _{\textrm {r}}+1}{2}}+{\frac {\varepsilon _{\textrm {r}}-1}{2}}\left({\frac {1}{\sqrt {1+12(h/w)}}}\right).}$

Enfermedad de buzo

Para construir un circuito completo en microstrip, a menudo es necesario que la trayectoria de una tira gire en un ángulo grande. Una curva abrupta de 90° en una microcinta hará que una parte importante de la señal de la tira se refleje hacia su fuente, y solo una parte de la señal se transmitirá alrededor de la curva. Un medio para efectuar una curvatura de baja reflexión es curvar la trayectoria de la tira en un arco de radio al menos 3 veces el ancho de la tira. ^[16] Sin embargo, una técnica mucho más común, y que consume un área más pequeña de sustrato, es utilizar una curva a inglete.

Microstrip con curvatura en inglete de 90°. El porcentaje de inglete es de 100 x / d .

En una primera aproximación, una curvatura abrupta y sin ingletes se comporta como una capacitancia en derivación colocada entre el plano de tierra y la curvatura de la tira. El corte a inglete reduce el área de metalización y, por lo tanto, elimina el exceso de capacitancia. El porcentaje de inglete es la fracción recortada de la diagonal entre las esquinas interior y exterior del doblez sin inglete.

Douville y James han determinado experimentalmente el inglete óptimo para una amplia gama de geometrías de microcintas. ^[17] Encuentran que un buen ajuste para el porcentaje de inglete óptimo viene dado por

${\displaystyle M=100{\frac {x}{d}}\%=(52+65e^{-(27/20)(w/h)})\%}$

sujeto a w / h ≥ 0,25 y con la constante dieléctrica del sustrato ε _r ≤ 25 . Esta fórmula es completamente independiente de ε _r . El rango real de parámetros para los cuales Douville y James presentan evidencia es 0,25 ≤ w / h ≤ 2,75 y 2,5 ≤ ε _r ≤ 25 . Informan un VSWR mejor que 1,1 (es decir, una pérdida de retorno mejor que −26 dB) para cualquier porcentaje de inglete dentro del 4% (de la d original ) del dado por la fórmula. Con un mínimo de a / h de 0,25, el porcentaje de inglete es del 98,4%, de modo que la tira casi queda cortada.

Tanto para las curvas curvas como para las curvas a inglete, la longitud eléctrica es algo más corta que la longitud del recorrido físico de la tira.

Ver también

• Filtro de elementos distribuidos
• Acoplador de onda lenta
• Spurline , un filtro de muesca de microbanda

Referencias

1. Grieg, DD; Engelmann, HF (diciembre de 1952). "Microstrip: una nueva técnica de transmisión para la gama Klilomegacycle". Actas del IRE . 40 (12): 1644-1650. doi :10.1109/JRPROC.1952.274144. ISSN  0096-8390.
2. Olney, Barry. "Enrutamiento de par diferencial" (PDF) . pag. 51.
3. Instrumentos de Texas (2015). "Pautas de diseño de interfaz de alta velocidad" (PDF) . pag. 10. SPRAAR7E. Cuando sea posible, enrute señales de pares diferenciales de alta velocidad en la capa superior o inferior de la PCB con una capa GND adyacente. TI no recomienda el enrutamiento lineal de las señales diferenciales de alta velocidad.
4. Intel (2000). "Pautas de diseño de plataformas USB de alta velocidad" (PDF) . pag. 7. Archivado desde el original (PDF) el 26 de agosto de 2018 . Consultado el 27 de noviembre de 2015 .
5. Laboratorios de silicio. "Guía de diseño de hardware USB" (PDF) . pag. 9. AN0046.
6. Kröger, Jens (2014). "Transmisión de datos a altas velocidades a través de Kapton Flexprints para el experimento Mu3e" (PDF) . págs. 19-21.
7. Denlinger, EJ (enero de 1971). "Una solución dependiente de la frecuencia para líneas de transmisión microstrip". Transacciones IEEE sobre teoría y técnicas de microondas . MTT-19 (1): 30–39. Código Bib : 1971ITMTT..19...30D. doi :10.1109/TMTT.1971.1127442.
8. Pozar, David M. (2017). Ingeniería de microondas Addison – Wesley Publishing Company. ISBN 978-81-265-4190-4 . 
9. Cory, H. (enero de 1981). "Características de dispersión de líneas microstrip". Transacciones IEEE sobre teoría y técnicas de microondas . MTT-29: 59–61.
10. Blanco, B.; Panini, L.; Parodi, M.; Ridetlaj, S. (marzo de 1978). "Algunas consideraciones sobre la dependencia de la frecuencia de la impedancia característica de microstrips uniformes". Transacciones IEEE sobre teoría y técnicas de microondas . MTT-26 (3): 182–185. Código Bib : 1978ITMTT..26..182B. doi :10.1109/TMTT.1978.1129341.
11. Oliner, Arthur A. (2006). "La evolución de las guías de ondas electromagnéticas". En Sarkar, Tapan K .; Mailloux, Robert J.; Oliner, Arthur A.; Salazar-Palma, Magdalena; Sengupta, Dipak L. (eds.). Historia de la tecnología inalámbrica . Serie Wiley en ingeniería óptica y de microondas. vol. 177. John Wiley e hijos. pag. 559.ISBN​ 978-0-471-71814-7.
12. Wheeler, HA (mayo de 1964). "Propiedades de las líneas de transmisión de franjas anchas paralelas mediante una aproximación de mapeo conforme". Transacciones IEEE sobre teoría y técnicas de microondas . MTT-12 (3): 280–289. Código Bib : 1964ITMTT..12..280W. doi :10.1109/TMTT.1964.1125810.
13. Wheeler, HA (marzo de 1965). "Propiedades de la línea de transmisión de tiras paralelas separadas por una lámina dieléctrica". Transacciones IEEE sobre teoría y técnicas de microondas . MTT-13 (2): 172–185. Código bibliográfico : 1965ITMTT..13..172W. doi :10.1109/TMTT.1965.1125962.
14. Wheeler, HA (agosto de 1977). "Propiedades de la línea de transmisión de una tira sobre una lámina dieléctrica en un plano". Transacciones IEEE sobre teoría y técnicas de microondas . MTT-25 (8): 631–647. Código bibliográfico : 1977ITMTT..25..631W. doi :10.1109/TMTT.1977.1129179.
15. EO Hammerstad (1975). Ecuaciones para el diseño de circuitos Microstrip . 1975 Quinta Conferencia Europea sobre Microondas. págs. 268-272. doi :10.1109/EUMA.1975.332206.
16. Lee, TH (2004). Ingeniería de microondas planares . Prensa de la Universidad de Cambridge. págs. 173-174.
17. Douville, RJP; James, DS (marzo de 1978). "Estudio experimental de curvaturas simétricas de microstrip y su compensación". Transacciones IEEE sobre teoría y técnicas de microondas . MTT-26 (3): 175–182. Código bibliográfico : 1978ITMTT..26..175D. doi :10.1109/TMTT.1978.1129340.

enlaces externos

• Microstrip en la enciclopedia de microondas
• Calculadora de análisis/síntesis de microtiras