El cascode es un amplificador de dos etapas que consta de una etapa de emisor común que alimenta una etapa de base común cuando se utilizan transistores de unión bipolar (BJT) [1] [2] o, alternativamente, una etapa de fuente común que alimenta una etapa de compuerta común cuando se utilizan transistores de efecto de campo (FET).
Como no hay acoplamiento directo entre la salida y la entrada, se elimina el efecto Miller , lo que contribuye a un ancho de banda mucho mayor. En comparación con una etapa de amplificación única, esta combinación puede tener una o más de las siguientes características: mayor aislamiento de entrada-salida, mayor impedancia de entrada , alta impedancia de salida y mayor ancho de banda .
El uso de un cascode (a veces denominado cascoding ) es una técnica común para mejorar el rendimiento de los circuitos analógicos , aplicable tanto a tubos de vacío como a transistores . El nombre "cascode" fue acuñado en un artículo escrito por Frederick Vinton Hunt y Roger Wayne Hickman en 1939, en una discusión sobre la aplicación de estabilizadores de voltaje . [3] Propusieron una cascada de dos triodos (el primero con una configuración de cátodo común , el segundo con una rejilla común ) como reemplazo de un pentodo , por lo que se puede suponer que el nombre es una abreviatura de "casc(aded triode Amplifier Having Characteristics Similar to, But less Noisy Than, a Single pent)ode" (amplificador de triodo en cascada que tiene características similares a, pero menos ruidoso que, un solo pent)odo). [4] Los circuitos de cascode se emplearon en los primeros televisores para el "front-end" o sintonizador debido a su bajo ruido y ancho de banda más amplio.
Los transistores de unión bipolar tienen una capacidad parásita colector-base en el rango de picofaradios bajos a picofaradios fraccionarios. El efecto Miller significa que cuando esta capacidad está en la ruta de retroalimentación, da como resultado una capacidad de entrada efectiva que se multiplica por la ganancia de etapa: una capacidad de retroalimentación de solo 1,0 pF en un circuito con una ganancia de voltaje de 50 da como resultado una capacidad de entrada efectiva de 50 pF. Si bien esto se puede superar en circuitos de radiofrecuencia/circuitos sintonizados "neutralizando" la retroalimentación en oposición, es más difícil de combatir en circuitos de banda ancha como los amplificadores de video, cuyos anchos de banda varían desde la televisión analógica (unos 5 MHz para PAL) hasta al menos 86 MHz en el antiguo formato VGA (UXGA, 1600 x 1200, refresco de 60 Hz). Los amplificadores de video no pueden operar a frecuencias tan altas con una retroalimentación colector-base apreciable, por lo que el cascode, con su capacitancia de retroalimentación efectiva muy baja, es el diseño preferido para los amplificadores de video en monitores basados en CRT.
La figura 1 muestra un ejemplo de un amplificador en cascada con un amplificador de fuente común como etapa de entrada accionado por una fuente de señal, V in . Esta etapa de entrada acciona un amplificador de compuerta común como etapa de salida, con señal de salida V out .
A medida que el FET inferior conduce, cambia el voltaje de fuente del FET superior, y el FET superior conduce debido al potencial cambiado entre su compuerta y su fuente.
La principal ventaja de esta disposición de circuitos se deriva de la colocación del transistor de efecto de campo (FET) superior como carga del terminal de salida (drenaje) del FET de entrada (inferior). Debido a que a frecuencias de operación la compuerta del FET superior está efectivamente conectada a tierra, el voltaje de fuente del FET superior (y por lo tanto el drenaje del transistor de entrada) se mantiene a un voltaje casi constante durante el funcionamiento. En otras palabras, el FET superior exhibe una baja resistencia de entrada al FET inferior, lo que hace que la ganancia de voltaje del FET inferior sea muy pequeña, lo que reduce drásticamente la capacitancia de retroalimentación del efecto Miller desde el drenaje del FET inferior hasta la compuerta. Esta pérdida de ganancia de voltaje es recuperada por el FET superior. Por lo tanto, el transistor superior permite que el FET inferior funcione con una retroalimentación negativa (Miller) mínima, mejorando su ancho de banda.
La compuerta FET superior está conectada a tierra eléctricamente, por lo que la carga y descarga de la capacitancia parásita, C dg , entre el drenaje y la compuerta se realiza simplemente a través de R D y la carga de salida (digamos R out ), y la respuesta de frecuencia se ve afectada solo para frecuencias superiores a la constante de tiempo RC asociada τ = C dg R D // R out , es decir, f = 1/(2 πτ ), una frecuencia bastante alta porque C dg es pequeño. Es decir, la compuerta FET superior no sufre la amplificación de Miller de C dg .
Si la etapa FET superior se operara sola utilizando su fuente como nodo de entrada (es decir, configuración de compuerta común (CG)), tendría una buena ganancia de voltaje y un amplio ancho de banda. Sin embargo, su baja impedancia de entrada limitaría su utilidad para controladores de voltaje de muy baja impedancia. Agregar el FET inferior da como resultado una alta impedancia de entrada, lo que permite que la etapa en cascada sea impulsada por una fuente de alta impedancia.
Si uno reemplazara el FET superior con una carga inductiva/resistiva típica y tomara la salida del drenaje del transistor de entrada (es decir, una configuración de fuente común (CS)), la configuración CS ofrecería la misma impedancia de entrada que el cascodo [ dudoso – discutir ] , pero la configuración del cascodo ofrecería una ganancia potencialmente mayor y un ancho de banda mucho mayor.
La disposición en cascada también es muy estable. Su salida está efectivamente aislada de la entrada tanto eléctrica como físicamente. El transistor inferior tiene un voltaje casi constante tanto en el drenaje como en la fuente, y por lo tanto, esencialmente no hay "nada" que retroalimentar a su compuerta. El transistor superior tiene un voltaje casi constante en su compuerta y fuente. Por lo tanto, los únicos nodos con un voltaje significativo en ellos son la entrada y la salida, y estos están separados por la conexión central de voltaje casi constante y por la distancia física de dos transistores. Por lo tanto, en la práctica, hay poca retroalimentación de la salida a la entrada. El blindaje metálico es efectivo y fácil de proporcionar entre los dos transistores para un aislamiento aún mayor cuando sea necesario. Esto sería difícil en circuitos amplificadores de un transistor, que a altas frecuencias requerirían neutralización .
Como se muestra, el circuito en cascada que utiliza dos FET "apilados" impone algunas restricciones a los dos FET, es decir, el FET superior debe estar polarizado de modo que su voltaje de fuente sea lo suficientemente alto (el voltaje de drenaje del FET inferior puede oscilar demasiado bajo, provocando que se sature). Para garantizar esta condición en el caso de los FET, es necesario seleccionar cuidadosamente el par o polarizar especialmente la compuerta del FET superior, lo que aumenta el costo.
El circuito en cascada también se puede construir utilizando transistores bipolares o MOSFET, o incluso un FET (o MOSFET) y un BJT. Esta disposición de circuito era muy común en los sintonizadores de televisión VHF cuando utilizaban tubos de vacío .
La disposición en cascada ofrece alta ganancia, alto ancho de banda, alta velocidad de respuesta , alta estabilidad y alta impedancia de entrada. Como circuito de dos transistores, la cantidad de componentes es muy baja.
El circuito en cascada requiere dos transistores y un voltaje de suministro relativamente alto. Para el circuito en cascada de dos FET, ambos transistores deben estar polarizados con un amplio voltaje de salida en funcionamiento, lo que impone un límite inferior al voltaje de suministro. [ cita requerida ]
Un MOSFET de doble compuerta funciona a menudo como un cascadado de "un transistor" [ cita requerida ] . Común en los extremos frontales de los receptores VHF sensibles , un MOSFET de doble compuerta se opera como un amplificador de fuente común con la compuerta primaria (usualmente designada "compuerta 1" por los fabricantes de MOSFET) conectada a la entrada y la segunda compuerta conectada a tierra (bypassada). Internamente, hay un canal cubierto por las dos compuertas adyacentes; por lo tanto, el circuito resultante es eléctricamente un cascadado compuesto por dos FET, siendo la conexión común de drenaje inferior a fuente superior simplemente la porción del canal único que se encuentra físicamente adyacente al límite entre las dos compuertas.
Un circuito en cascada es muy útil como circuito mezclador multiplicador en receptores superheterodinos . En la compuerta inferior, la señal de RF se envía al mezclador, y en la compuerta superior, la señal del oscilador local se envía al mezclador [ cita requerida ] . Ambas señales se multiplican por el mezclador, y la frecuencia de diferencia, la frecuencia intermedia , se toma del drenaje superior del mezclador en cascada.
Esto se desarrolló aún más conectando en cascada etapas completas del amplificador diferencial para formar el mezclador balanceado y luego el mezclador doblemente balanceado de celda Gilbert [ cita requerida ] .
Con el auge de los circuitos integrados , los transistores se han vuelto baratos en términos de área de matriz de silicio. En la tecnología MOSFET en particular, se puede utilizar la conexión en cascada en espejos de corriente para aumentar la impedancia de salida de la fuente de corriente de salida .
También se puede utilizar una versión modificada del cascadado como modulador , en particular para la modulación de amplitud . El dispositivo superior suministra la señal de audio y el inferior es el dispositivo amplificador de RF .
Un cascada también se puede combinar con una escalera de tensión para formar un transistor de alta tensión. El transistor de entrada puede ser de cualquier tipo de CEO de baja U , mientras que los demás, actuando como reguladores de tensión en serie lineales apilados , deberían poder soportar una fracción considerable de la tensión de alimentación. Tenga en cuenta que para una gran oscilación de tensión de salida, sus tensiones de base no deben derivarse a tierra mediante condensadores, y la resistencia de escalera superior debe poder soportar la tensión de alimentación completa. Esto demuestra que un regulador de tensión en serie lineal es en realidad un búfer de corriente con sus designaciones de entrada y salida intercambiadas.
La configuración en cascada se puede representar como un amplificador de voltaje simple (o más precisamente, como una red de dos puertos con parámetros g ) mediante el uso de su impedancia de entrada , impedancia de salida y ganancia de voltaje. Estos parámetros están relacionados con los parámetros g correspondientes que se indican a continuación. [5] Otras propiedades útiles que no se consideran aquí son el ancho de banda del circuito y el rango dinámico .
El circuito equivalente idealizado de pequeña señal se puede construir para el circuito de la figura 2 reemplazando las fuentes de corriente con circuitos abiertos y los capacitores con cortocircuitos, suponiendo que son lo suficientemente grandes como para actuar como cortocircuitos en las frecuencias de interés. Los BJT se pueden representar en el circuito de pequeña señal mediante el modelo híbrido-π . [6]
De manera similar, los parámetros de pequeña señal se pueden derivar para la versión MOSFET, reemplazando también el MOSFET por su modelo híbrido π equivalente. Esta derivación se puede simplificar observando que la corriente de compuerta del MOSFET es cero, por lo que el modelo de pequeña señal para el BJT se convierte en el del MOSFET en el límite de corriente de base cero:
donde V T es el voltaje térmico . [7]
La combinación de factores g m r O aparece a menudo en las fórmulas anteriores, lo que invita a un análisis más detallado. Para el transistor bipolar, este producto es (consulte el modelo híbrido-pi ):
En un dispositivo bipolar discreto típico, el voltaje inicial V A ≈ 100 V y el voltaje térmico cerca de la temperatura ambiente es V T ≈ 25 mV, lo que hace que g m r O ≈ 4000 sea un número bastante grande.
Del artículo sobre el modelo híbrido-pi , encontramos para el MOSFET en modo activo:
En el nodo de tecnología de 65 nanómetros , I D ≈ 1,2 mA/μ de ancho, la tensión de alimentación es V DD = 1,1 V; V th ≈ 165 mV, y V ov = V GS -V th ≈ 5%V DD ≈ 55 mV. Si tomamos una longitud típica como el doble del mínimo, L = 2 L min = 0,130 μm y un valor típico de λ ≈ 1/(4 V/μm L ), encontramos 1/λ ≈ 2 V, y g m r O ≈ 110, todavía un valor grande. [8] [9] El punto es que debido a que g m r O es grande casi independientemente de la tecnología, la ganancia tabulada y la resistencia de salida tanto para el MOSFET como para el cascadado bipolar son muy grandes. Ese hecho tiene implicaciones en la discusión que sigue.
Los parámetros g que se encuentran en las fórmulas anteriores se pueden utilizar para construir un amplificador de voltaje de pequeña señal con la misma ganancia, resistencia de entrada y de salida que el cascadado original (un circuito equivalente ). Este circuito se aplica solo a frecuencias lo suficientemente bajas como para que las capacitancias parásitas del transistor no importen. La figura muestra el cascadado original (Fig. 1) y el amplificador de voltaje equivalente o g-equivalente de dos puertos (Fig. 4). El circuito equivalente permite cálculos más sencillos del comportamiento del circuito para diferentes controladores y cargas. En la figura, una fuente de voltaje equivalente de Thévenin con resistencia de Thévenin R S impulsa el amplificador, y en la salida se conecta una resistencia de carga simple R L. Usando el circuito equivalente, el voltaje de entrada al amplificador es (ver Divisor de voltaje ):
lo que demuestra la importancia de utilizar un driver con resistencia R S << R in para evitar la atenuación de la señal que entra al amplificador. De las características del amplificador anteriores, vemos que R in es infinita para el cascadado MOSFET, por lo que no se produce atenuación de la señal de entrada en ese caso. El cascadado BJT es más restrictivo porque R in = r π2 .
De manera similar, la señal de salida del circuito equivalente es
En circuitos de baja frecuencia, normalmente se desea una ganancia de voltaje alta, de ahí la importancia de utilizar una carga con resistencia R L >> R out para evitar la atenuación de la señal que llega a la carga. Las fórmulas para R out se pueden utilizar para diseñar un amplificador con una resistencia de salida suficientemente pequeña en comparación con la carga o, si eso no se puede hacer, para decidir sobre un circuito modificado, por ejemplo, para agregar un seguidor de voltaje que se adapte mejor a la carga.
La estimación anterior mostró que la resistencia de salida en cascada es muy grande. La implicación es que muchas resistencias de carga no satisfarán la condición R L >> R out (una excepción importante es accionar un MOSFET como carga, que tiene una impedancia de entrada de baja frecuencia infinita). Sin embargo, el hecho de no satisfacer la condición R L >> R out no es catastrófico porque la ganancia en cascada también es muy grande. Si el diseñador está dispuesto, se puede sacrificar la gran ganancia para permitir una resistencia de carga baja; para R L << R out, la ganancia se simplifica de la siguiente manera:
Esta ganancia es la misma que la del transistor de entrada que actúa solo. Por lo tanto, incluso sacrificando la ganancia, el cascadado produce la misma ganancia que el amplificador de transconductancia de un solo transistor, pero con un ancho de banda más amplio.
Debido a que los amplificadores tienen un ancho de banda amplio, el mismo enfoque puede determinar el ancho de banda del circuito cuando se conecta un capacitor de carga (con o sin una resistencia de carga ). La suposición necesaria es que la capacitancia de carga es lo suficientemente grande como para controlar la dependencia de la frecuencia y el ancho de banda no está controlado por las capacitancias parásitas descuidadas de los propios transistores.
A altas frecuencias, las capacitancias parásitas de los transistores (puerta a drenaje, puerta a fuente, drenaje a cuerpo y equivalentes bipolares) deben incluirse en los modelos híbridos π para obtener una respuesta de frecuencia precisa. Los objetivos de diseño también difieren del énfasis en la alta ganancia general como se describió anteriormente para el diseño de baja frecuencia. En circuitos de alta frecuencia, la adaptación de impedancia en la entrada y la salida del amplificador generalmente se desea para eliminar las reflexiones de señal y maximizar la ganancia de potencia . En el cascadado, el aislamiento entre los puertos de entrada y salida aún se caracteriza por un pequeño término de transmisión inversa g 12 , lo que facilita el diseño de redes de adaptación porque el amplificador es aproximadamente unilateral.
