Convertidor Buck

Convertidor de potencia reductor de voltaje CC-CC

Comparación de topologías de convertidores CC-CC conmutados sin aislamiento: buck, boost , buck-boost , Ćuk . La entrada está en el lado izquierdo, la salida con carga está en el lado derecho. El interruptor suele ser un transistor MOSFET , IGBT o BJT

Un convertidor reductor o reductor es un convertidor de CC a CC que disminuye el voltaje , mientras aumenta la corriente , desde su entrada ( suministro ) a su salida ( carga ). Es una clase de fuente de alimentación de modo conmutado . Los convertidores conmutados (como los convertidores reductores) proporcionan una eficiencia energética mucho mayor como convertidores de CC a CC que los reguladores lineales , que son circuitos más simples que disipan la energía en forma de calor, pero no aumentan la corriente de salida. ^[1] La eficiencia de los convertidores reductores puede ser muy alta, a menudo superior al 90%, lo que los hace útiles para tareas como convertir el voltaje de suministro principal de una computadora , que generalmente es de 12  V, a voltajes más bajos necesarios para USB , DRAM y la CPU , que generalmente son de 5, 3,3 o 1,8  V.

Los convertidores Buck suelen contener al menos dos semiconductores (un diodo y un transistor , aunque los convertidores Buck modernos suelen sustituir el diodo por un segundo transistor utilizado para la rectificación sincrónica ) y al menos un elemento de almacenamiento de energía (un condensador , un inductor o los dos en combinación). Para reducir la ondulación de tensión, normalmente se añaden filtros hechos de condensadores (a veces en combinación con inductores) a la salida (filtro del lado de la carga) y a la entrada (filtro del lado de la alimentación) de dicho convertidor. ^[2] Su nombre deriva del inductor que "se opone" a la tensión de alimentación. ^[3]

Los convertidores Buck suelen funcionar con un rango de frecuencia de conmutación de 100 kHz a unos pocos MHz. Una frecuencia de conmutación más alta permite el uso de inductores y condensadores más pequeños, pero también aumenta la eficiencia perdida debido a una conmutación más frecuente del transistor.

Teoría

Fig. 2: Las dos configuraciones del circuito de un convertidor reductor: estado encendido, cuando el interruptor está cerrado; y estado apagado, cuando el interruptor está abierto (las flechas indican la corriente según la dirección del modelo de corriente convencional ).

Fig. 3: Convenciones de nomenclatura de los componentes, voltajes y corrientes del convertidor reductor.

Fig. 4: Evolución en el tiempo de las tensiones y la corriente en un convertidor buck ideal operando en modo continuo. ${\displaystyle V_{o},V_{D},V_{L}}$ ${\displaystyle I_{L}}$

El concepto básico de un convertidor Buck es:

1. Utilice el voltaje de la fuente, superior al necesario, para inducir rápidamente una corriente en un inductor ("encendido" en las figuras 2 y 4).
2. Desconectar la fuente y utilizar la inercia de la corriente en el inductor para proporcionar más corriente que la que suministra la fuente ("apagado" en las figuras 2 y 4). Para cerrar el circuito con la fuente desconectada, se necesita un segundo interruptor, normalmente un diodo.

Durante el estado encendido, la fuente puede necesitar proporcionar momentáneamente más corriente de la que permite su clasificación para carga constante, pero el tiempo de encendido es demasiado breve para que la fuente sufra daños. Durante el estado apagado, no se extrae corriente de la fuente y los componentes pueden enfriarse. El consumo de corriente promedio en ambos estados debe ser inferior a la especificación de la fuente.

Para equilibrar los picos de voltaje que se producen al cambiar entre el estado encendido y el estado apagado, se utiliza un condensador en el lado de salida.

Una analogía mecánica para un convertidor reductor sería pedalear una bicicleta en ráfagas únicas y fuertes (Fuerza ~ Voltaje) y dejar que la bicicleta ruede en el medio (inercia ~ inductor).

El funcionamiento básico del convertidor reductor consiste en controlar la corriente en un inductor mediante dos interruptores (fig. 2). En una implementación física, estos interruptores se realizan mediante un transistor y un diodo, o dos transistores (lo que evita la pérdida asociada a la caída de tensión del diodo).

Caso idealizado

El modelo conceptual del convertidor reductor se entiende mejor en términos de la relación entre la corriente y el voltaje del inductor. Comenzando con el interruptor abierto (estado apagado), la corriente en el circuito es cero. Cuando el interruptor se cierra por primera vez (estado encendido), la corriente comenzará a aumentar y el inductor producirá un voltaje opuesto a través de sus terminales en respuesta al cambio de corriente. Esta caída de voltaje contrarresta el voltaje de la fuente y, por lo tanto, reduce el voltaje neto a través de la carga. Con el tiempo, la tasa de cambio de la corriente disminuye y el voltaje a través del inductor también disminuye, lo que aumenta el voltaje en la carga. Durante este tiempo, el inductor almacena energía en forma de campo magnético .

Si se abre el interruptor mientras la corriente sigue cambiando, siempre habrá una caída de tensión en el inductor, por lo que la tensión neta en la carga siempre será menor que la fuente de tensión de entrada. Cuando se abre el interruptor de nuevo (estado apagado), la fuente de tensión se eliminará del circuito y la corriente disminuirá. La corriente decreciente producirá una caída de tensión en el inductor (opuesta a la caída en el estado encendido), y ahora el inductor se convierte en una fuente de corriente. La energía almacenada en el campo magnético del inductor sustenta el flujo de corriente a través de la carga. Esta corriente, que fluye mientras la fuente de tensión de entrada está desconectada, cuando se agrega a la corriente que fluye durante el estado encendido, totaliza una corriente mayor que la corriente de entrada promedio (siendo cero durante el estado apagado).

El "aumento" de la corriente media compensa la reducción del voltaje y, en condiciones ideales, preserva la potencia suministrada a la carga. Durante el estado de apagado, el inductor descarga la energía almacenada en el resto del circuito. Si se vuelve a cerrar el interruptor antes de que el inductor se descargue por completo (estado de encendido), el voltaje en la carga siempre será mayor que cero.

Modo continuo

Los convertidores Buck funcionan en modo continuo si la corriente que pasa por el inductor ( ) nunca cae a cero durante el ciclo de conmutación. En este modo, el principio de funcionamiento se describe en los gráficos de la figura 4: ^[2] ${\displaystyle I_{\text{L}}}$

• Cuando el interruptor que se muestra en la imagen de arriba está cerrado (parte superior de la figura 2), el voltaje a través del inductor es . La corriente a través del inductor aumenta linealmente (en aproximación, siempre que la caída de voltaje sea casi constante). Como el diodo está polarizado en forma inversa por la fuente de voltaje V, no fluye corriente a través de él; ${\displaystyle V_{\text{L}}=V_{\text{i}}-V_{\text{o}}}$
• Cuando se abre el interruptor (parte inferior de la figura 2), el diodo se polariza directamente. El voltaje a través del inductor es (sin tener en cuenta la caída de voltaje del diodo). La corriente disminuye. ${\displaystyle V_{\text{L}}=-V_{\text{o}}}$ ${\displaystyle I_{\text{L}}}$

La energía almacenada en el inductor L es

${\displaystyle E={\frac {1}{2}}LI_{\text{L}}^{2}}$

Por lo tanto, se puede observar que la energía almacenada en L aumenta durante el tiempo de encendido y luego disminuye durante el estado de apagado. L se utiliza para transferir energía desde la entrada a la salida del convertidor. ${\displaystyle I_{\text{L}}}$

La tasa de cambio de se puede calcular a partir de: ${\displaystyle I_{\text{L}}}$

${\displaystyle V_{\text{L}}=L{\frac {\mathrm {d} I_{\text{L}}}{\mathrm {d} t}}}$

Con igual a durante el estado encendido y a durante el estado apagado. Por lo tanto, el aumento de corriente durante el estado encendido viene dado por: ${\displaystyle V_{\text{L}}}$ ${\displaystyle V_{\text{i}}-V_{\text{o}}}$ ${\displaystyle -V_{\text{o}}}$

${\displaystyle {\begin{aligned}\Delta I_{L_{\text{on}}}&=\int _{0}^{t_{\text{on}}}{\frac {V_{\text{L}}}{L}}\,\mathrm {d} t={\frac {V_{\text{i}}-V_{\text{o}}}{L}}t_{\text{on}},&t_{\text{on}}&=DT\end{aligned}}}$

donde es un escalar llamado ciclo de trabajo con un valor entre 0 y 1. ${\displaystyle D}$

Por el contrario, la disminución de la corriente durante el estado apagado viene dada por:

${\displaystyle {\begin{aligned}\Delta I_{L_{\text{off}}}&=\int _{t_{\text{on}}}^{T=t_{\text{on}}+t_{\text{off}}}{\frac {V_{\text{L}}}{L}}\,\mathrm {d} t=-{\frac {V_{\text{o}}}{L}}t_{\text{off}},&t_{\text{off}}&=(1-D)T\end{aligned}}}$

Suponiendo que el convertidor funciona en estado estacionario, la energía almacenada en cada componente al final de un ciclo de conmutación T es igual a la que había al principio del ciclo. Esto significa que la corriente es la misma en y en (figura 4). ${\displaystyle I_{\text{L}}}$ ${\displaystyle t=0}$ ${\displaystyle t=T}$

Entonces, a partir de las ecuaciones anteriores se puede escribir como:

${\displaystyle {\begin{aligned}\Delta I_{L_{\text{on}}}+\Delta I_{L_{\text{off}}}&=0\\{\frac {V_{\text{i}}-V_{\text{o}}}{L}}t_{\text{on}}-{\frac {V_{\text{o}}}{L}}t_{\text{off}}&=0\end{aligned}}}$

Las integraciones anteriores se pueden realizar gráficamente. En la figura 4, es proporcional al área de la superficie amarilla y al área de la superficie naranja, ya que estas superficies están definidas por el voltaje del inductor (líneas rojas). Como estas superficies son rectángulos simples, sus áreas se pueden encontrar fácilmente: para el rectángulo amarillo y para el naranja. Para un funcionamiento en estado estable, estas áreas deben ser iguales. ${\displaystyle \Delta I_{L_{\text{on}}}}$ ${\displaystyle \Delta I_{L_{\text{off}}}}$ ${\displaystyle \left(V_{\text{i}}-V_{\text{o}}\right)t_{\text{on}}}$ ${\displaystyle -V_{\text{o}}t_{\text{off}}}$

Como se puede ver en la figura 4, y . ${\displaystyle t_{\text{on}}=DT}$ ${\displaystyle t_{\text{off}}=(1-D)T}$

Esto produce:

${\displaystyle {\begin{aligned}\left(V_{\text{i}}-V_{\text{o}}\right)DT-V_{\text{o}}(1-D)T&=0\\DV_{\text{i}}-V_{\text{o}}&=0\\{}\Rightarrow D&={\frac {V_{\text{o}}}{V_{\text{i}}}}\end{aligned}}}$

A partir de esta ecuación, se puede ver que el voltaje de salida del convertidor varía linealmente con el ciclo de trabajo para un voltaje de entrada determinado. Como el ciclo de trabajo es igual a la relación entre y el período , no puede ser mayor que 1. Por lo tanto, . Es por eso que este convertidor se conoce como convertidor reductor . ${\displaystyle D}$ ${\displaystyle t_{\text{on}}}$ ${\displaystyle T}$ ${\displaystyle V_{\text{o}}\leq V_{\text{i}}}$

Entonces, por ejemplo, reducir 12 V a 3 V (voltaje de salida igual a un cuarto del voltaje de entrada) requeriría un ciclo de trabajo del 25%, en este circuito teóricamente ideal.

Modo discontinuo

Fig. 5: Evolución de las tensiones y corrientes con el tiempo en un convertidor buck ideal operando en modo discontinuo.

En algunos casos, la cantidad de energía que requiere la carga es demasiado pequeña. En este caso, la corriente que pasa por el inductor cae a cero durante una parte del período. La única diferencia en el principio descrito anteriormente es que el inductor se descarga completamente al final del ciclo de conmutación (véase la figura 5). Sin embargo, esto tiene algún efecto sobre las ecuaciones anteriores.

La corriente del inductor que cae por debajo de cero da como resultado la descarga del capacitor de salida durante cada ciclo y, por lo tanto, mayores pérdidas de conmutación  [de] . Se puede utilizar una técnica de control diferente, conocida como modulación de frecuencia de pulso, para minimizar estas pérdidas.

Seguimos considerando que el convertidor opera en estado estacionario. Por lo tanto, la energía en el inductor es la misma al inicio y al final del ciclo (en el caso del modo discontinuo, es cero). Esto significa que el valor promedio de la tensión del inductor (V _L ) es cero; es decir, que el área de los rectángulos amarillo y naranja en la figura 5 son iguales. Esto da como resultado:

${\displaystyle \left(V_{\text{i}}-V_{\text{o}}\right)DT-V_{\text{o}}\delta T=0}$

Entonces el valor de δ es:

${\displaystyle \delta ={\frac {V_{\text{i}}-V_{\text{o}}}{V_{\text{o}}}}D}$

La corriente de salida entregada a la carga ( ) es constante, ya que consideramos que el capacitor de salida es lo suficientemente grande como para mantener un voltaje constante a través de sus terminales durante un ciclo de conmutación. Esto implica que la corriente que fluye a través del capacitor tiene un valor promedio cero. Por lo tanto, tenemos: ${\displaystyle I_{\text{o}}}$

${\displaystyle {\overline {I_{\text{L}}}}=I_{\text{o}}}$

Donde es el valor medio de la corriente del inductor. Como se puede ver en la figura 5, la forma de onda de la corriente del inductor tiene forma triangular. Por lo tanto, el valor medio de IL _se puede ordenar geométricamente de la siguiente manera: ${\displaystyle {\overline {I_{\text{L}}}}}$

${\displaystyle {\begin{aligned}{\overline {I_{\text{L}}}}&=\left({\frac {1}{2}}I_{L_{\text{max}}}DT+{\frac {1}{2}}I_{L_{\text{max}}}\delta T\right){\frac {1}{T}}\\&={\frac {1}{2}}I_{L_{\text{max}}}\left(D+\delta \right)\\&=I_{\text{o}}\end{aligned}}}$

La corriente del inductor es cero al principio y aumenta durante t _hasta ILmáx . Esto significa que ILmáx _{es igual a} :

${\displaystyle I_{L_{\text{max}}}={\frac {V_{\text{i}}-V_{\text{o}}}{L}}DT}$

Sustituyendo el valor de I _Lmax en la ecuación anterior obtenemos:

${\displaystyle I_{\text{o}}={\frac {\left(V_{\text{i}}-V_{\text{o}}\right)DT\left(D+\delta \right)}{2L}}}$

Y sustituyendo δ por la expresión dada anteriormente obtenemos:

${\displaystyle I_{\text{o}}={\frac {\left(V_{\text{i}}-V_{\text{o}}\right)DT\left(D+{\frac {V_{\text{i}}-V_{\text{o}}}{V_{\text{o}}}}D\right)}{2L}}}$

Esta expresión se puede reescribir como:

${\displaystyle V_{\text{o}}=V_{\text{i}}{\frac {1}{{\frac {2LI_{\text{o}}}{D^{2}V_{\text{i}}T}}+1}}}$

Se puede observar que la tensión de salida de un convertidor reductor que funciona en modo discontinuo es mucho más complicada que su contraparte en modo continuo. Además, la tensión de salida ahora es una función no solo de la tensión de entrada (V _i ) y del ciclo de trabajo D, sino también del valor del inductor (L), el período de conmutación (T) y la corriente de salida (I _o ).

Del modo discontinuo al modo continuo (y viceversa)

Fig. 6: Evolución de las tensiones de salida normalizadas con la corriente de salida normalizada

El convertidor funciona en modo discontinuo cuando la corriente de carga es baja y en modo continuo cuando la corriente de carga es mayor. El límite entre el modo discontinuo y el modo continuo se alcanza cuando la corriente del inductor cae a cero exactamente al final del ciclo de conmutación. Utilizando las notaciones de la figura 5, esto corresponde a:

${\displaystyle {\begin{aligned}DT+\delta T&=T\\\Rightarrow D+\delta &=1\end{aligned}}}$

Por lo tanto, la corriente de salida (igual a la corriente media del inductor) en el límite entre los modos discontinuo y continuo es (ver arriba):

${\displaystyle I_{{\text{o}}_{\text{lim}}}={\frac {I_{L_{\text{max}}}}{2}}\left(D+\delta \right)={\frac {I_{L_{\text{max}}}}{2}}}$

Sustituyendo I _Lmax por su valor:

${\displaystyle I_{o_{\text{lim}}}={\frac {V_{\text{i}}-V_{\text{o}}}{2L}}DT}$

En el límite entre los dos modos, la tensión de salida obedece a las dos expresiones dadas respectivamente en el tramo continuo y en el discontinuo. En particular, la primera es

${\displaystyle V_{\text{o}}=DV_{\text{i}}}$

Entonces I _olim se puede escribir como:

${\displaystyle I_{o_{\text{lim}}}={\frac {V_{\text{i}}\left(1-D\right)}{2L}}DT}$

Introduzcamos ahora dos notaciones más:

• el voltaje normalizado, definido por . Es cero cuando , y 1 cuando  ; ${\displaystyle \left|V_{\text{o}}\right|={\frac {V_{\text{o}}}{V_{\text{i}}}}}$ ${\displaystyle V_{\text{o}}=0}$ ${\displaystyle V_{\text{o}}=V_{\text{i}}}$
• la corriente normalizada, definida por . El término es igual al aumento máximo de la corriente del inductor durante un ciclo; es decir, el aumento de la corriente del inductor con un ciclo de trabajo D=1. Por lo tanto, en el funcionamiento en estado estable del convertidor, esto significa que es igual a 0 para que no haya corriente de salida y 1 para la corriente máxima que el convertidor puede entregar. ${\displaystyle \left|I_{\text{o}}\right|={\frac {L}{TV_{\text{i}}}}I_{\text{o}}}$ ${\displaystyle {\frac {TV_{\text{i}}}{L}}}$ ${\displaystyle \left|I_{\text{o}}\right|}$

Usando estas notaciones, tenemos:

• en modo continuo:

  ${\displaystyle \left|V_{\text{o}}\right|=D}$

• en modo discontinuo:

  ${\displaystyle {\begin{aligned}\left|V_{\text{o}}\right|&={\frac {1}{{\frac {2LI_{\text{o}}}{D^{2}V_{\text{i}}T}}+1}}\\&={\frac {1}{{\frac {2\left|I_{\text{o}}\right|}{D^{2}}}+1}}\\&={\frac {D^{2}}{2\left|I_{\text{o}}\right|+D^{2}}}\end{aligned}}}$

La corriente en el límite entre el modo continuo y discontinuo es:

${\displaystyle {\begin{aligned}I_{o_{\text{lim}}}&={\frac {V_{\text{i}}}{2L}}D\left(1-D\right)T\\&={\frac {I_{\text{o}}}{2\left|I_{\text{o}}\right|}}D\left(1-D\right)\end{aligned}}}$

Por lo tanto, el lugar del límite entre los modos continuo y discontinuo viene dado por:

${\displaystyle {\frac {\left(1-D\right)D}{2\left|I_{\text{o}}\right|}}=1}$

Estas expresiones se han representado en la figura 6. De ahí se puede deducir que en el modo continuo, la tensión de salida sólo depende del ciclo de trabajo, mientras que en el modo discontinuo es mucho más compleja. Esto es importante desde el punto de vista del control.

A nivel de circuito, la detección del límite entre CCM y DCM generalmente se proporciona mediante un sensor de corriente de inductor, lo que requiere detectores rápidos y de alta precisión como: ^{[4] [5]}

Factores del mundo real

Fig. 7: Evolución de la tensión de salida de un convertidor buck con el ciclo de trabajo cuando aumenta la resistencia parásita del inductor.

El análisis anterior se realizó con los supuestos:

• El capacitor de salida tiene suficiente capacitancia para suministrar energía a la carga (una resistencia simple) sin ninguna variación notable en su voltaje.
• La caída de tensión a través del diodo cuando está polarizado directamente es cero
• No hay pérdidas de conmutación ni en el interruptor ni en el diodo.

Estas suposiciones pueden estar bastante alejadas de la realidad y las imperfecciones de los componentes reales pueden tener un efecto perjudicial en el funcionamiento del convertidor.

Ondulación de la tensión de salida (modo continuo)

La ondulación de la tensión de salida es el nombre que se le da al fenómeno en el que la tensión de salida aumenta durante el estado encendido y disminuye durante el estado apagado. Varios factores contribuyen a esto, incluidos, entre otros, la frecuencia de conmutación, la capacitancia de salida, el inductor, la carga y cualquier característica de limitación de corriente del circuito de control. En el nivel más básico, la tensión de salida aumentará y disminuirá como resultado de la carga y descarga del capacitor de salida:

${\displaystyle dV_{\text{o}}={\frac {idT}{C}}}$

Podemos aproximarnos mejor al voltaje de ondulación de salida desplazando la forma de onda de la corriente de salida en función del tiempo (modo continuo) hacia abajo de modo que la corriente de salida promedio esté a lo largo del eje del tiempo. Cuando hacemos esto, vemos la forma de onda de la corriente alterna que fluye hacia dentro y hacia fuera del capacitor de salida (forma de onda de dientes de sierra). Observamos que V _c-min (donde V _c es el voltaje del capacitor) ocurre en t _on /2 (justo después de que el capacitor se haya descargado) y V _c-max en t _off /2. Al integrar I d t (= d Q  ; como I = d Q /d t , C = Q / V entonces d V = d Q / C ) bajo la forma de onda de la corriente de salida escribiendo el voltaje de rizado de salida como d V = I d t / C integramos el área sobre el eje para obtener el voltaje de rizado pico a pico como: Δ V = Δ I T /8 C (donde Δ I es la corriente de rizado pico a pico y T es el período de tiempo del rizado. Una explicación completa se da allí.) Notamos de la teoría básica del circuito de CA que nuestro voltaje de rizado debe ser aproximadamente sinusoidal: impedancia del capacitor por valor pico a pico de la corriente de rizado, o Δ V = Δ I / (2ω C ) donde ω = 2π f , f es la frecuencia de rizado, y f = 1/ T , T el período de rizado. Esto da: Δ V = Δ I T /2π C ), y comparamos con este valor para confirmar lo anterior, ya que tenemos un factor de 8 frente a un factor de ~ 6,3 de la teoría básica de circuitos de CA para una sinusoide. Esto da confianza en nuestra evaluación aquí del voltaje de ondulación. El párrafo directamente a continuación se relaciona con el anterior y puede ser incorrecto. Utilice las ecuaciones de este párrafo. Una vez más, consulte la pestaña de discusión para obtener más información: relacionada con el voltaje de ondulación de salida y AoE (Art of Electronics, 3.ª edición).

Durante el estado de apagado, la corriente en esta ecuación es la corriente de carga. En el estado de encendido, la corriente es la diferencia entre la corriente de conmutación (o corriente de fuente) y la corriente de carga. La duración del tiempo (d T ) está definida por el ciclo de trabajo y por la frecuencia de conmutación.

Para el estado:

${\displaystyle dT_{\text{on}}=DT={\frac {D}{f}}}$

Para quienes se encuentran fuera del estado:

${\displaystyle dT_{\text{off}}=(1-D)T={\frac {1-D}{f}}}$

Cualitativamente, a medida que aumenta la capacitancia de salida o la frecuencia de conmutación, la magnitud de la ondulación disminuye. La ondulación de la tensión de salida suele ser una especificación de diseño de la fuente de alimentación y se selecciona en función de varios factores. La selección del condensador normalmente se determina en función del coste, el tamaño físico y las no idealidades de los distintos tipos de condensadores. La selección de la frecuencia de conmutación normalmente se determina en función de los requisitos de eficiencia, que tienden a disminuir a frecuencias de funcionamiento más altas, como se describe a continuación en Efectos de la no idealidad en la eficiencia. Una frecuencia de conmutación más alta también puede plantear problemas de interferencias electromagnéticas.

La ondulación del voltaje de salida es una de las desventajas de una fuente de alimentación conmutada y también puede ser una medida de su calidad.

Efectos sobre la eficiencia

El análisis simplificado anterior no tiene en cuenta las no idealidades de los componentes del circuito ni tampoco los circuitos de control necesarios. Las pérdidas de potencia debidas a los circuitos de control suelen ser insignificantes en comparación con las pérdidas en los dispositivos de potencia (interruptores, diodos, inductores, etc.). Las no idealidades de los dispositivos de potencia explican la mayor parte de las pérdidas de potencia en el convertidor.

En cualquier regulador de conmutación se producen pérdidas de potencia tanto estáticas como dinámicas. Las pérdidas de potencia estáticas incluyen pérdidas (de conducción) en los cables o las pistas de la placa de circuito impreso, así como en los interruptores y el inductor, como en cualquier circuito eléctrico. Las pérdidas de potencia dinámicas se producen como resultado de la conmutación, como la carga y descarga de la compuerta del interruptor, y son proporcionales a la frecuencia de conmutación. ${\displaystyle I^{2}R}$

Es útil comenzar calculando el ciclo de trabajo para un convertidor reductor no ideal, que es:

${\displaystyle D={\frac {V_{\text{o}}+(V_{\text{sw,sync}}+V_{\text{L}})}{V_{\text{i}}-V_{\text{sw}}+V_{\text{sw,sync}}}}}$

dónde:

• V _sw es la caída de voltaje en el interruptor de encendido,
• V _sw,sync es la caída de voltaje en el interruptor o diodo sincrónico, y
• V _L es la caída de tensión en el inductor.

Las caídas de tensión descritas anteriormente son todas pérdidas de potencia estáticas que dependen principalmente de la corriente continua y, por lo tanto, se pueden calcular fácilmente. En el caso de una caída de tensión en un diodo, es posible que V _sw y V _sw,sync ya se conozcan en función de las propiedades del dispositivo seleccionado.

${\displaystyle {\begin{aligned}V_{\text{sw}}&=I_{\text{sw}}R_{\text{on}}=DI_{\text{o}}R_{\text{on}}\\V_{\text{sw,sync}}&=I_{\text{sw,sync}}R_{\text{on}}=(1-D)I_{\text{o}}R_{\text{on}}\\V_{\text{L}}&=I_{\text{L}}R_{\text{DC}}\end{aligned}}}$

dónde:

• R _on es la resistencia de encendido de cada interruptor, y
• R _DC es la resistencia de CC del inductor.

La ecuación del ciclo de trabajo es algo recursiva. Se puede realizar un análisis aproximado calculando primero los valores V _sw y V _sw,sync utilizando la ecuación del ciclo de trabajo ideal.

Para una caída de voltaje de MOSFET, una aproximación común es usar R _DSon de la hoja de datos del MOSFET en la Ley de Ohm, V = I _DS R _DSon(sat) . Esta aproximación es aceptable porque el MOSFET está en estado lineal, con una resistencia de drenaje-fuente relativamente constante. Esta aproximación solo es válida en valores de V _DS relativamente bajos . Para cálculos más precisos, las hojas de datos de MOSFET contienen gráficos sobre la relación V _DS e I _DS en múltiples valores de V _GS . Observe V _DS en V _GS e I _DS que coincidan más estrechamente con lo esperado en el convertidor reductor. ^[6]

Además, se produce una pérdida de potencia como resultado de corrientes de fuga. Esta pérdida de potencia es simplemente

${\displaystyle P_{\text{leakage}}=I_{\text{leakage}}V}$

dónde:

• La _fuga es la corriente de fuga del interruptor, y
• V es el voltaje a través del interruptor.

Las pérdidas de potencia dinámicas se deben al comportamiento de conmutación de los dispositivos de paso seleccionados ( MOSFET , transistores de potencia , IGBT , etc.). Estas pérdidas incluyen pérdidas de conmutación de encendido y apagado y pérdidas de transición de conmutación.

Las pérdidas de encendido y apagado del interruptor se agrupan fácilmente como

${\displaystyle P_{\text{SW}}={\frac {VI_{\text{o}}(t_{\text{rise}}+t_{\text{fall}})}{6T}}}$

dónde:

• V es el voltaje a través del interruptor mientras el interruptor está apagado,
• t _subida y t _bajada son los tiempos de subida y bajada del interruptor, y
• T es el período de conmutación

Pero esto no tiene en cuenta la capacidad parásita del MOSFET que forma la placa Miller . Entonces, las pérdidas del interruptor serán más bien como:

${\displaystyle P_{\text{SW}}={\frac {VI_{\text{o}}\left(t_{\text{rise}}+t_{\text{fall}}\right)}{2T}}}$

Cuando se utiliza un MOSFET para el interruptor inferior, pueden producirse pérdidas adicionales durante el tiempo entre el apagado del interruptor del lado alto y el encendido del interruptor del lado bajo, cuando el diodo del cuerpo del MOSFET del lado bajo conduce la corriente de salida. Este tiempo, conocido como el tiempo de no superposición, evita el "tiro a través", una condición en la que ambos interruptores se encienden simultáneamente. El inicio del tiro a través genera una pérdida de potencia grave y calor. La selección adecuada del tiempo de no superposición debe equilibrar el riesgo de tiro a través con la mayor pérdida de potencia causada por la conducción del diodo del cuerpo. Muchos convertidores reductores basados ​​en MOSFET también incluyen un diodo para ayudar al diodo del cuerpo del MOSFET inferior con la conducción durante el tiempo de no superposición. Cuando se utiliza un diodo exclusivamente para el interruptor inferior, el tiempo de encendido directo del diodo puede reducir la eficiencia y provocar un sobreimpulso de voltaje. ^[7]

La pérdida de potencia en el diodo del cuerpo también es proporcional a la frecuencia de conmutación y es

${\displaystyle P_{\text{D,body}}=V_{\text{F}}I_{\text{o}}t_{\text{no}}f_{\text{SW}}}$

dónde:

• V _F es el voltaje directo del diodo del cuerpo, y
• t _no es el tiempo sin superposición seleccionado.

Por último, las pérdidas de potencia se producen como resultado de la potencia necesaria para encender y apagar los interruptores. En el caso de los interruptores MOSFET, estas pérdidas están dominadas por la energía necesaria para cargar y descargar la capacitancia de la compuerta del MOSFET entre el voltaje umbral y el voltaje de compuerta seleccionado. Estas pérdidas de transición del interruptor se producen principalmente en el controlador de la compuerta y se pueden minimizar seleccionando MOSFET con baja carga de compuerta, haciendo funcionar la compuerta del MOSFET a un voltaje más bajo (a costa de mayores pérdidas de conducción del MOSFET) o haciendo funcionar a una frecuencia más baja.

${\displaystyle P_{\text{Gdrive}}=Q_{\text{G}}V_{\text{GS}}f_{\text{SW}}}$

dónde:

• Q _G es la carga de compuerta del MOSFET seleccionado, y
• V _GS es el voltaje pico de compuerta-fuente.

En el caso de los N-MOSFET, el interruptor del lado alto debe activarse a un voltaje más alto que V _i . Para lograr esto, los controladores de compuerta MOSFET normalmente devuelven el voltaje de salida del MOSFET al controlador de compuerta. Luego, el controlador de compuerta agrega su propio voltaje de suministro al voltaje de salida del MOSFET cuando activa los MOSFET del lado alto para lograr un V _GS igual al voltaje de suministro del controlador de compuerta. ^{[8] Debido a que el} V _GS del lado bajo es el voltaje de suministro del controlador de compuerta, esto da como resultado valores de V _GS muy similares para los MOSFET del lado alto y del lado bajo.

Un diseño completo de un convertidor reductor incluye un análisis de las compensaciones entre las distintas pérdidas de potencia. Los diseñadores equilibran estas pérdidas según los usos previstos del diseño terminado. Un convertidor que se espera que tenga una frecuencia de conmutación baja no requiere interruptores con bajas pérdidas de transición de compuerta; un convertidor que funcione a un ciclo de trabajo alto requiere un interruptor de lado bajo con bajas pérdidas de conducción.

Estructuras específicas

Rectificación sincrónica

Fig. 8: Esquema simplificado de un convertidor síncrono, en el que D se sustituye por un segundo interruptor, S ₂ .

Un convertidor reductor síncrono es una versión modificada de la topología básica del circuito del convertidor reductor en la que el diodo, D, se reemplaza por un segundo interruptor, S ₂ . Esta modificación es una compensación entre un mayor costo y una mayor eficiencia.

En un convertidor reductor estándar, el diodo flyback se activa por sí solo, poco después de que se apague el interruptor, como resultado del aumento de voltaje en el diodo. Esta caída de voltaje en el diodo da como resultado una pérdida de potencia que es igual a

${\displaystyle P_{\text{D}}=V_{\text{D}}(1-D)I_{\text{o}}}$

dónde:

• V _D es la caída de tensión a través del diodo en la corriente de carga I _o ,
• D es el ciclo de trabajo, y
• I _o es la corriente de carga.

Al reemplazar el diodo por un interruptor seleccionado para una pérdida baja, se puede mejorar la eficiencia del convertidor. Por ejemplo, se puede seleccionar un MOSFET con un R _{DSon muy bajo para} S ₂ , lo que genera una pérdida de potencia en el interruptor ₂ que es

${\displaystyle P_{S_{2}}=I_{\text{o}}^{2}R_{\text{DSon}}(1-D)}$

En ambos casos, la pérdida de potencia depende en gran medida del ciclo de trabajo, D. La pérdida de potencia en el diodo de rueda libre o en el interruptor inferior será proporcional a su tiempo de funcionamiento. Por lo tanto, los sistemas diseñados para un funcionamiento con un ciclo de trabajo bajo sufrirán mayores pérdidas en el diodo de rueda libre o en el interruptor inferior, y para tales sistemas es ventajoso considerar un diseño de convertidor reductor síncrono.

Consideremos una fuente de alimentación de ordenador , donde la entrada es de 5 V, la salida es de 3,3 V y la corriente de carga es de 10  A. En este caso, el ciclo de trabajo será del 66 % y el diodo estaría encendido durante el 34 % del tiempo. Un diodo típico con una tensión directa de 0,7 V sufriría una pérdida de potencia de 2,38 W. Sin embargo, un MOSFET bien seleccionado con R _DSon de 0,015 Ω desperdiciaría solo 0,51 W en pérdida de conducción. Esto se traduce en una mayor eficiencia y una menor generación de calor.

Otra ventaja del convertidor síncrono es que es bidireccional, lo que lo hace ideal para aplicaciones que requieren frenado regenerativo . Cuando la potencia se transfiere en la dirección "inversa", actúa de manera muy similar a un convertidor elevador .

Las ventajas del convertidor reductor síncrono tienen un coste. En primer lugar, el interruptor inferior suele costar más que el diodo de rueda libre. En segundo lugar, la complejidad del convertidor aumenta enormemente debido a la necesidad de un controlador de interruptor de salida complementaria.

Un controlador de este tipo debe evitar que ambos interruptores se enciendan al mismo tiempo, una falla conocida como "fallo de disparo". La técnica más simple para evitar el fallo de disparo es un retardo de tiempo entre el apagado de S ₁ y el encendido de S ₂ , y viceversa. Sin embargo, establecer este retardo de tiempo lo suficientemente largo para garantizar que S ₁ y S ₂ nunca estén ambos encendidos provocará en sí mismo una pérdida de potencia excesiva. Una técnica mejorada para evitar esta condición se conoce como protección "sin superposición" adaptativa, en la que se detecta el voltaje en el nodo de conmutación (el punto donde se unen S ₁ , S ₂ y L) para determinar su estado. Cuando el voltaje del nodo de conmutación pasa un umbral preestablecido, se inicia el retardo de tiempo. De este modo, el controlador puede ajustarse a muchos tipos de interruptores sin la pérdida de potencia excesiva que esta flexibilidad causaría con un tiempo de no superposición fijo.

Tanto los interruptores del lado bajo como del lado alto pueden desactivarse en respuesta a un transitorio de carga y el diodo del cuerpo en el MOSFET del lado bajo u otro diodo en paralelo con él se activa. La mayor caída de voltaje en el interruptor del lado bajo es entonces beneficiosa, ya que ayuda a reducir la salida de corriente y a cumplir con el nuevo requisito de carga antes.

Reductor multifásico

Fig. 9: Esquema de un convertidor reductor síncrono n -fásico genérico.

Fig. 10: Imagen de primer plano de una fuente de alimentación multifase para un procesador AMD Socket 939. Las tres fases de esta fuente de alimentación se pueden reconocer por los tres inductores toroidales negros en primer plano. El inductor más pequeño debajo del disipador de calor es parte de un filtro de entrada.

El convertidor reductor multifásico es una topología de circuito en la que los circuitos básicos del convertidor reductor se colocan en paralelo entre la entrada y la carga. Cada una de las n "fases" se activa a intervalos espaciados de manera uniforme durante el período de conmutación. Este circuito se utiliza normalmente con la topología reductora sincrónica, descrita anteriormente.

Este tipo de convertidor puede responder a cambios de carga tan rápido como si conmutara n veces más rápido, sin el aumento de pérdidas por conmutación que esto provocaría. Por lo tanto, puede responder a cargas que cambian rápidamente, como los microprocesadores modernos.

También se produce una reducción significativa de la ondulación de conmutación. No solo se produce una reducción debido al aumento de la frecuencia efectiva ^[9] , sino que siempre que n veces el ciclo de trabajo es un número entero, la ondulación de conmutación pasa a ser 0; la velocidad a la que aumenta la corriente del inductor en las fases que están encendidas coincide exactamente con la velocidad a la que disminuye en las fases que están apagadas.

Otra ventaja es que la corriente de carga se reparte entre las n fases del convertidor multifásico. Esta repartición de la carga permite que las pérdidas de calor en cada uno de los interruptores se distribuyan en una zona más amplia.

Esta topología de circuito se utiliza en las placas base de ordenador para convertir la fuente de alimentación de 12 V _CC a un voltaje más bajo (alrededor de 1 V), adecuado para la CPU . Los requisitos de potencia de las CPU modernas pueden superar los 200 W, ^[10] pueden cambiar muy rápidamente y tienen requisitos de ondulación muy ajustados, inferiores a 10 mV. Las fuentes de alimentación de CPU típicas que se encuentran en las placas base convencionales utilizan 3 o 4 fases, mientras que los sistemas de alta gama pueden tener 16 fases o más.  

Un desafío importante inherente al convertidor multifásico es asegurar que la corriente de carga esté equilibrada uniformemente a lo largo de las n fases. Este equilibrio de corriente se puede realizar de varias maneras. La corriente se puede medir "sin pérdidas" detectando el voltaje a través del inductor o del interruptor inferior (cuando está encendido). Esta técnica se considera sin pérdidas porque se basa en las pérdidas resistivas inherentes a la topología del convertidor reductor. Otra técnica es insertar una pequeña resistencia en el circuito y medir el voltaje a través de ella. Este enfoque es más preciso y ajustable, pero implica varios costos: espacio, eficiencia y dinero.

Por último, la corriente se puede medir en la entrada. El voltaje se puede medir sin pérdidas, a través del interruptor superior o utilizando una resistencia de potencia, para aproximar la corriente que se está consumiendo. Este enfoque es técnicamente más desafiante, ya que el ruido de conmutación no se puede filtrar fácilmente. Sin embargo, es menos costoso que tener una resistencia de detección para cada fase.

Eficiencia

Hay dos fenómenos principales que afectan la eficiencia: pérdidas de conducción y pérdidas de conmutación.

Las pérdidas por conducción se producen cuando la corriente fluye a través de los componentes y, por lo tanto, dependen de la carga. Son causadas por el efecto Joule en la resistencia cuando el transistor o el interruptor MOSFET conduce, la resistencia del devanado del inductor y la resistencia en serie equivalente del capacitor. Las pérdidas son proporcionales al cuadrado de la corriente en este caso. Las pérdidas por conducción también son generadas por la caída de voltaje directo del diodo (generalmente 0,7 V o 0,4 V para el diodo Schottky ) y son proporcionales a la corriente en este caso.

Las pérdidas por conmutación se producen en el transistor y el diodo cuando el voltaje y la corriente se superponen durante las transiciones entre los estados cerrado y abierto. Se puede utilizar un diodo Schottky para minimizar las pérdidas por conmutación causadas por la recuperación inversa de un diodo PN normal . ^[11] Las pérdidas por conmutación son proporcionales a la frecuencia de conmutación.

En un convertidor reductor completo del mundo real, también hay un circuito de comando para regular el voltaje de salida o la corriente del inductor. Este circuito y el controlador de compuerta MOSFET tienen un consumo de energía que afecta la eficiencia general del convertidor. ^[12]

Adaptación de impedancia

Se puede utilizar un convertidor reductor para maximizar la transferencia de potencia mediante el uso de adaptación de impedancia . Una aplicación de esto es un rastreador del punto de máxima potencia que se utiliza comúnmente en sistemas fotovoltaicos . Esto es particularmente útil en aplicaciones donde las impedancias cambian dinámicamente.

Véase también

• Topología split-pi

Referencias

1. "Entendiendo las ventajas y desventajas de los reguladores lineales | DigiKey". Archivado desde el original el 23 de septiembre de 2016 . Consultado el 11 de julio de 2016 .
2. Mammano, Robert (1999). "Topología de fuente de alimentación conmutada: modo de tensión frente a modo de corriente" (PDF) . Texas Instruments Incorporated.
3. Mack, Raymond (2008). "Circuitos de conmutación básicos". Fuentes de alimentación y suministros . págs. 13-28. doi :10.1016/B978-0-7506-8626-6.00002-8. ISBN 978-0-7506-8626-6.
4. "Detector de cruce por cero de corriente de inductor y detector de límites CCM/DCM para convertidores CC-CC de modo conmutado de alta corriente integrados".
5. "Detector de límites CCM/DCM de dominio temporal con consumo de energía estática cero".
6. "Lista de hojas de datos de MOSFET de potencia". www.magnachip.com . MagnaChip . Consultado el 25 de enero de 2015 .
7. Williams, Jim (1 de enero de 2009). "Fallos inducidos por el tiempo de activación del diodo en reguladores de conmutación".
8. "Ficha técnica del NCP5911" (PDF) . www.onsemi.com . ON Semiconductor . Consultado el 25 de enero de 2015 .
9. Guy Séguier, Électronique de puissance , séptima edición, Dunod, París 1999 (en francés)
10. "Análisis del consumo de energía en estado de inactividad y pico: overclocking de Core i7: potencia frente a rendimiento". tomshardware.com . 13 de abril de 2009.
11. "Análisis de diodos de potencia, diodos Schottky y diodos de recuperación rápida". Clínica Electrónica . 12 de octubre de 2020 . Consultado el 9 de agosto de 2022 .
12. "iitb.ac.in - Convertidor Buck" (PDF) . Archivado desde el original (PDF) el 16 de julio de 2011.090424 ee.iitb.ac.in

Bibliografía

• Julian, P.; Oliva, A.; Mandolesi, P.; Chiacchiarini, H. (1997). "Control de retroalimentación discreta de salida de un convertidor reductor CC-CC". ISIE '97 Actas del Simposio Internacional IEEE sobre Electrónica Industrial . págs. 925–930. doi :10.1109/ISIE.1997.648847. ISBN 0-7803-3936-3.S2CID108606109  .​
• Chiacchiarini, H.; Mandolesi, P.; Oliva, A. (1999). "Controlador analógico no lineal para un convertidor reductor: teoría y resultados experimentales". ISIE '99. Actas del Simposio Internacional IEEE sobre Electrónica Industrial (Cat. No.99TH8465) . Vol. 2. págs. 601–606. doi :10.1109/ISIE.1999.798680. ISBN 0-7803-5662-4.S2CID111350228  .​
• D'Amico, María Belén; Oliva, Alejandro; Paolini, Eduardo; Guerín, Nicolás (2006). "Control de bifurcación de un convertidor reductor en modo de conducción discontinua". Volúmenes de actas de la IFAC . 39 (8): 389–394. doi : 10.3182/20060628-3-FR-3903.00069 .
• Oliva, A.; Chiacchiarini, H.; Bortolotto, G. (2005). "Desarrollo de un controlador de retroalimentación de estado para el convertidor reductor síncrono". Investigación Aplicada Latinoamericana . 35 (2): 83–88. S2CID  15484269.
• Belén D'Amico, María; Guerín, Nicolás; Oliva, Alejandro; Paolini, Eduardo E. (1 de julio de 2007). "Dinámica de un convertidor buck con controlador PI digital". Revista Iberoamericana de Automática e Informática Industrial RIAI . 4 (3): 126-131. doi : 10.1016/S1697-7912(07)70232-7 . hdl : 11336/105855 .
• Chierchie, Fernando; Paolini, Eduardo E. (octubre de 2009). "Modelado y control en tiempo discreto de un convertidor reductor sincrónico". 2009 Escuela Argentina de Micro-Nanoelectrónica, Tecnología y Aplicaciones . pp. 5–10. ISBN 978-1-4244-4835-7.

Enlaces externos

• Seminario interactivo de electrónica de potencia (iPES)] Numerosos subprogramas Java que demuestran el funcionamiento de los convertidores
• Control basado en modelos de convertidores reductores digitales Descripción y diagrama de funcionamiento del código fuente de VisSim para el control digital de bajo costo de convertidores reductores CC-CC
• Simulación SPICE del convertidor Buck
• Tutorial de fuente de alimentación de modo conmutado: artículo detallado sobre convertidores CC-CC que brinda un análisis más formal y detallado del Buck, incluidos los efectos de la conmutación no ideal ( pero tenga en cuenta que el diagrama del convertidor buck-boost no tiene en cuenta la inversión de la polaridad del voltaje entre la entrada y la salida).
• Estudio de caso de convertidor de potencia CC-CC
• Sobre la optimización de la eficiencia energética
• Convertidor CC-CC multifásico